高频逆变器中高频变压器的绕制方法
要制作好它就要注意两点:
单根粗铜线,因为高频交流电有集肤效应.所谓集肤效应,简单地说就是高频交流电只沿导线的表面走,而导线内部是不走电流的(实际是越靠近导线中轴电流越弱,越靠近导线表面电流越强).采用多股细铜线并在一起绕,实际就是为了增大导线的表面积,从而更有效地使用导线.例如初级的3T+3T,你如果用直径2.50mm的单根漆包线,导线的截面积为4.9平方毫米,而如果用直径0.41mm的漆包线(单根截面积0.132平方毫米)38根并绕,总的截面积也达到要求.然而,第二种方法导线的表面积大得多(第一种方法导线的表面积为:单股导线截面周长×股数×绕组总长度=2.5×3.14×1×L=
7.85L,第二种方法导线的表面积为:单股导线截面周长×股数×绕组总长度=0.41×3.14×38×L=48.92L,后者是前者的48.92L/7.85L=6.2倍),导线有效使用率更高,电流更通畅,并且因为细导线较柔软,更好绕制.次级75T高压绕组用3~5根并绕即可.
二是高频逆变器中高频变压器最好采用分层、分段绕制法,这种绕法主要目的是减少高频漏感和降低分布电容.例如上述变压器的绕法,初级分两层,次级分三层三段.具体是:
①绕次级高压绕组第一段.接好引出线(头),先用5根并绕次级高压绕组25T,线不要剪断,然后包一层绝缘纸(绝缘纸要薄,包一层即可,否则由于以下多次要用到绝缘纸,有可
能容不下整个线包),准备绕初级低压绕组的一半.
②绕初级低压绕组的一半.预留引出线(头),注意是预留,因为后面要统一并接后再接引出线,以下初级用“预留”一词时同理.用19根并绕3T,预留中心抽头,再并绕3T,预留引出线(尾),线剪断.在具体操作时这里还有一个技巧,即由于股数多,19股线一次并绕不太方便,扭矩张力也大,就可以分做多次,如这里可分做三次,每次用线6到7股,这样还可绕得更平整.注意三次的头、中、尾放在一起,且绕向要相同.然后又
包一层绝缘纸,准备绕次级高压绕组第二段.
③绕次级高压绕组第二段.将前面没有剪断的次级高压绕组线翻转上来(注意与前面的初级绕组线不要相碰,必要时可用绝缘纸隔开),又并绕25T,注意绕向要与前面的第一段相同,线仍不剪断.又包一层绝缘纸,准备绕初级低压绕组的
另一半.
④绕初级低压绕组的另一半.再按步骤②同样的方法绕一次初级低压绕组,注意绕向要与前面的一半相同.同样线剪
断,包一层绝缘纸,准备绕次级高压绕组第三段.
⑤绕次级高压绕组第三段.再按步骤③提示的方法绕完剩下的次级高压绕组25T,仍注意绕向与前面的两段相同.接
好引出线(尾),线剪断.至此,所有的绕组都绕完了. ⑥合并初级低压绕组.将前面两次绕的初级低压绕组,头与头并接,中心抽头与中心抽头并接,尾与尾并接(这样绕组匝数仍是3T+3T,而总的并线为38根),接好引出线,即得到初级低压绕组的头、中、尾三个引出端.最后缠一层绝缘胶带,
至此线包制作完成
第二篇：一种推挽逆变器用高频变压器的研制方法
一种推挽逆变器用高频变压器的研制方法
刘芝福1,李学勇2,高思远2
(1.长沙航空工业中南传动机械厂 湖南长沙 410200;2.南昌航空大学 江西南昌 330063)
摘 要:为改善传统逆变技术用工频变压器的诸多弊端,介绍了推挽高频链逆变器用核心部件———高频变压器的工作模式和设计方法,详细阐述了设计原理及过程,用详实、具体的步骤揭示了高频变压器设计、制作的复杂程序。为验证设计效果,试制品在3kVA单向推挽高频链逆变器上进行了试验。试验结果表明设计的高频变压器性能良好,方法清晰、明了,具有一定的实用性和工程应用价值。
关键词:高频变压器;工频变压器;推挽;高频链
中图分类号:TM42 文献标识码:B 文章编号:10042373X(2008)192063204
ApproachtoResearchandDevelopmentofHighFrequency
TransformerinPush2pullInverter
LIUZhifu1,LIXueyong2,GAO2
(1.ZhongnanTransmissionMachineryWorksofChangsha;
2.NanchangHangkongUniversity)
Abstract:Theworkingmodelanddesigningwhichisusedinpush2pullinverterareintroduced.Afterexpoundingtheisbuiltandthecorrespondingexperimentsaredonebyhighfrequencylinkpull2ofThevalidatetheresults.Theresearchresultsshowthatthecapa2bilityofthisisandpractical.ThemethodisveryperspicuityandcanbeusedinmanyprojectsKeywordstransformer;lowfrequencytransformer;pull2push;highfrequencylink
传统的逆变技术通常采用逆变器输出加一级工频变压器来实现电气隔离和调整电压比[1],但工频变压器体积大、笨重,装置易产生音频噪声,对于输入电压及负载的波动系统的动态响应特性差[2]。高频链逆变器电路结构是实现高功率密度,高变换效率,优良综合性能逆变器的合理方案。高频变压器作为高频链逆变电源的核心部件,肩负着功率传送、电压变换、绝缘、隔离几大功能[3,4],其对整个系统的质量、功率变换效率和成本都很重要[5,6]。高频链逆变电源的所有动作和特性几乎都取决于高频变压器的设计。本文针对高频变压器的设计方法进行了详尽的阐述,并用实验验证了该方法的正确性和有效性。1 高频变压器器工作模式
工作状态:电流临界连续模式,电流连续模式(CCM)和
电流断续模式(DCM),如图2所示。理想情况下不同工作模式时反激变换器的外特性如图3所示。曲线A为电流临界连续模式时变换器的外特性,曲线簇B为电流断续模式时变换器的外特性,曲线簇C为电流连续模式时变换器的外特性
。
单端反激式(Flyback)DC2DC变换器的电路如图1所示。中间起能量传递和转换作用的即为高频变压器,具体工作原理可参考文献[729]。根据开关管截止期间储存磁能的释放状态,可得到单端反激式变换器的三种
收稿日期:2008203219
图1 单端反激式开关电源的原理电路
本文介绍的高频变压器是基于电流断续模式
(DCM)设计的。DCM模式下的输入电流波形是三角波,谐波成分少,EMI性能更好[3,10]。由图2可知,DCM模式下的变压器副边二极管在原边开关管再次开通前电流已降为零,没有因二极管反向恢复引起的振
63
铃现象和电磁干扰问题
。
λ52.08
(4)
其中:PT为变压器的标称功率×2;Bm为最大磁感应强度,取4500G;η为变压器的效率,取0.8;fS为变压器的开关频率,取40kHz;Km为窗口的铜填充系数,取012;KC为磁芯填充系数,对于铁氧体KC=1。
可见采用EE110的的铁芯功率容量是足够大。2.2 输出瞬时功率
输出瞬时功率:
图2
不同模式的电流波形
Po=uo×io =
)Uosin(ωt)Iosin(ωt-φPomax=2Uo×Io=2Po
=2×3000=6000W
(6)(5)
当φ=0时,瞬时输出的最大功率为:
2.3 原边电感
下条件:
L图3 反激变换器不同工作模式的外特性
2
2Po
在理想情况下,的输出电压或输出电流为:
=
2o
2
22-622×6000
λ63.3μH
2.4 匝数比
(7)
(1)
N=
匝数比:
=λ
DmaxUi0.45×5001.28
Io。输入电流的峰值为:
I1P=
(8)
2.5 最大峰值电流
UiηD
2
=
DL1
2
(2)
原边电流峰值:
Ipmax=
=
L1
若变换器完全工作在电流断续模式,则电感量应满足:
L1
≤=2IomaxTSUo2Pomax
(3)
-6λ89A
63×10-6
(9)
2 变压器试验参数设计
将原边电感计算代入上式可得:
Ipmax=
本文试验平台为标称功率3kVA的单向推挽高频链逆变器,最大输入电压510V,开关频率40kHz。变压器磁芯为R2KZ铁氧体磁芯EE110。2.1 磁芯尺寸
ηDmaxUi
2
(10)
原边电流有效值:
Ip=
s
Ton
tTon
dt=Ip1
(11)
查相关资料可得磁芯相关参数:中心柱截面积:Ae=12.8(cm2);
窗口面积:Aw=1.91×7.44=14.21(cm2);功率容量乘积:Ae×Aw=12.8×14.21=181.89;而本变换器的一个组件的设计功率计算值为: AP
= ηδKmKC2fSBm
6
=89×0.408=36.3A
考虑损耗,取为37A。
副边电流峰值:
Ismax=Ipmax/N=89×1.28λ114A
(12)
副边电流有效值:
Is=Ip/N=36.3×1.28=46.5A
2.6 气隙
lg=
6
=
2×0.8×40×103×4500×2×0.2×164
L
p1
2=×10-8λ2.4mm(13)-6
63×10
2.7 初级绕组匝数计算
N1=
=
×104
BW?Ae
从而可以知道:N1iL1max<2.11 变压器的绕制
(14)
μ0
,即最大电感电流
时磁芯不饱和。由以上判断可知
,变压器校验合格。本文所设计的高频推挽变压器有3个绕组,原边两个绕组应尽量保持一致性,采用并绕方式;即先绕原边两个绕组9.7匝,再绕副边绕组7.6匝。但一般情况下为了降低变压器绕组的漏感,采取原副边夹绕方式。实物图见图4。
(15)
×104λ9.7
0.45×12.8
-6
2.8 次级匝数
N2=N1
αUp1minmax
=9.7λ7.65000.45
2.9 导线规格的确定
查表得到,工作频率为40kHz时的穿透深度为
0.3304mm,根据导线直径小于两倍穿透深度的原则。当直径大于两倍穿透深度时,应尽可能采用多股导线并联。一般大电流,匝数少时,可以考虑用铜皮;电流小而匝数多时,用漆包线。取电流密度为7A/mm2,2个EE110磁芯的窗口宽度是7414mm,窗口深度是1911mm。
原边绕组的导电面积:
Sp=36.3/7=5.19mm
2
4 副边绕组的导电面积:
2
Ss=46.5/7 ,则厚度为:
J×70J×70
=0.07mm
7×70
=0.09mm
7×70
所以原边选择0.1mm厚,70mm宽的铜皮。
=
所以副边选择0.1mm厚,70mm宽的铜皮。2.10 变压器的校验
Ku=
=
WAAw
cun
1421
(16)
λ0.13<0.4
其中:Ku为窗口面积的填充系数,
∑NA
cun
为窗口中所
有线圈的匝数N与对应导线截面积Acun乘积之和,Aw是磁芯窗口面积。
当Uimax=510V时,最大占空比:
Dmax=iL1max
5,图6所示。结合DC2DC反激变换器的原理图1,可对图5,图6作如下分析:
当V1导通时,在ton时间内原边电流i1呈线性上升,峰值为10.6A,副边无电流。此时原边上的电压为电源电压U1为64V;当V1截止时,原边无电流,副边开始释放能量,副边电流i3由1215A开始呈线性下降,在toff内降至0A,此时原边电压为NU3,由图6可知,U1约为32V。
在图5中,原边电流在IGBT导通时,产生了一个振荡,这是作者所使用的电流互感器造成的。本文用磁环绕制环形电感,将回路中的导线穿过磁环,利用电磁感应的原理,可得到电流对应产生的电压信号。但由于未加上滤波器等原因,使得电感在充电时会产生一个振荡,该振荡与所测电流无关。
图6中u1的波形在IGBT截止时,也有一个振荡产生。从波形可看出该振荡为二阶的振荡形式,这是由于变压器中不但有电感,还存在分布电容。电感与电容构成了二阶系统,使得关断时有振荡出现。
由图中数据可算得以下参数:
由
=,可知:UiN1toff
nUimax+Uo
=0.45;
==89A;
L1
===0.75λN1Uiton640.41.33
N1iL1max=863.3AN;
==1340AN
μ0.4×3.140
原边电感:
-6
L1==λ6013μH
Δip110.6
65
变换效率:
η=
λ94%
135.68
副边电感:
-6
L3==
Δip213λ34.μ 由=
L3
N3
2
由此可以证明,此变压器设计是比较成功的。4 结 语
可得:
2-6
L3=L1?(0.74)=60.3×10×015625
λ3318μH
输入功率:
Pin=0.4×0.5Uiiimax
=
0.4×0.5×64×10.6=
135.68W
本文在阐述了高频变压器工作模式的基础上,详细介绍了单向推挽高频链逆变器用高频变压器的设计方法和步骤,使得原本看似复杂的变压器设计变得清晰、明了。该方法具有一定的普遍性和实用性。其设计效果在3kVA的推挽逆变器上得到了验证。试验结果表明设计的变压器性能良好,转换效率及功率密度均能满足实践要求。
参 考 文 献
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[7]ChaHonnyong,TangQingsong,PengFangzheng.Develop2
mentofHighPowerDC2DCConverterforMetroVechicleSsytem[C].APEC,2007.
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[9]吕银芳,许会玲,王侃权.单端正激变压器的设计[J].现代
图6 原边电压与原边电流(100mV/1.3A)
输出功率:
Pout=Uo/RL=32/8=128W
2
2
电子技术,2007,30(8):19220,23.
[10]李飞,李中华.同步电机励磁电源高频变压器的设计[J].
现代电子技术,2006,29(1):1322134.
作者简介 刘芝福 男,19xx年出生,四川内江人,工程师。20xx年7月毕业于南昌航空大学自动化学院,现供职于中南传动机
械厂技术中心。主攻方向为运动控制。
李学勇 男,19xx年出生,湖南长沙人,在读硕士研究生,专业方向为现代电力电子技术。20xx年7月毕业于哈尔滨工程大学建筑工程学院,现就读于南昌航空大学自动化学院。
高思远 男,19xx年出生,江西南昌人,工程师。专业方向为现代电力电子技术。
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