LTE工作过程
一、LTE开机及工作过程如下图所示：
二、小区搜索及同步过程
整个小区搜索及同步过程的示意图及流程图如下：
1) UE开机，在可能存在LTE小区的几个中心频点上接收信号（PSS），以接收信号强度来判断这个频点周围是否可能存在小区，如果UE保存了上次关机时的频点和运营商信息，则开机后会先在上次驻留的小区上尝试；如果没有，就要在划分给LTE系统的频带范围内做全频段扫描，发现信号较强的频点去尝试；
2) 然后在这个中心频点周围收PSS（主同步信号），它占用了中心频带的6RB，因此可以兼容所有的系统带宽，信号以5ms为周期重复，在子帧#0发送，并且是ZC序列，具有很强的相关性，因此可以直接检测并接收到，据此可以得到小区组里小区ID，同时确定5ms的时隙边界，同时通过检查这个信号就可以知道循环前缀的长度以及采用的是FDD还是TDD（因为TDD的PSS是放在特殊子帧里面，位置有所不同，基于此来做判断）由于它是5ms重复，因为在这一步它还无法获得帧同步；
3) 5ms时隙同步后，在PSS基础上向前搜索SSS，SSS由两个端随机序列组成，前后半帧的映射正好相反，因此只要接收到两个SSS就可以确定10ms的边界，达到了帧同步的目的。由于SSS信号携带了小区组ID，跟PSS结合就可以获得物理层ID（CELL ID），这样就可以进一步得到下行参考信号的结构信息。
4) 在获得帧同步以后就可以读取PBCH了，通过上面两步获得了下行参考信号结构，通过解调参考信号可以进一步的精确时隙与频率同步，同时可以为解调PBCH做信道估计了。PBCH在子帧#0的slot #1上发送，就是紧靠PSS，通过解调PBCH，可以得到系统帧号和带宽信息，以及PHICH的配置以及天线配置。系统帧号以及天线数设计相对比较巧妙: SFN（系统帧数）位长为10bit，也就是取值从0-1023循环。在PBCH的MIB（master information block）广播中只广播前8位，剩下的两位根据该帧在PBCH 40ms周期窗口的位置确定，第一个10ms帧为00，第二帧为01，第三帧为10，第四帧为11。PBCH的40ms窗口手机可以通过盲检确定。而天线数隐含在PBCH的CRC里面，在计算好PBCH的CRC后跟天线数对应的MASK进行异或。
5) 至此，UE实现了和ENB的定时同步；
要完成小区搜索，仅仅接收PBCH是不够的，因为PBCH只是携带了非常有限的系统信息，更多更详细的系统信息是由SIB携带的，因此此后还需要接收SIB（系统信息模块），即UE接收承载在PDSCH上的BCCH信息。为此必须进行如下操作：
1) 接收PCFICH，此时该信道的时频资源可以根据物理小区ID推算出来，通过接收解码得到PDCCH的symbol数目；
2) 在PDCCH信道域的公共搜索空间里查找发送到SI-RNTI（无线网络标识符）的候选PDCCH，如果找到一个并通过了相关的CRC校验，那就意味着有相应的SIB消息，于是接收PDSCH，译码后将SIB上报给高层协议栈；
不断接收SIB，上层（RRC）会判断接收的系统消息是否足够，如果足够则停止接收SIB至此，小区搜索过程才差不多结束。
三、随机接入过程
在同步和小区搜索过程结束之后，紧接着就是随机接入过程，整个随机过程的示意图如下：
1. UE sends preamble sequence to ENB on PRACH
Physical non-synchronization random access procedure
Physical channel: PRACH
Message: preamble sequence
2. ENB给UE回复响应消息
Address to RA-RNTI on PDCCH
Random access response grant
Physical channel: PDSCH
ENB向UE传输的信息至少包括以下内容：RA-preamble identifier, Timing Alignment information, initial UL-grant and assignment of Temporary C-RNTI 。
注：
RA-preamble identifier指UE 发送的preamble的标志符，和index有关。
Timing Alignment information是时间提前量信息，因为空间的无线传输存在延迟，ENB计算出这个延迟量并告诉UE，以确定下一次发送数据的实际时间。
UL-grant: 授权UE在上行链路上传输信息，有这个信息UE才能进行下一步的RRC连接请求。其中会给出UL-SCH可以传输的transport block的大小，最小为80bits.
3. RRC connection request（UE—> ENB）
在进行RRC连接请求以前先完成一些基本的配置：
> apply the default physical channel configuration
> apply the default semi-persistent scheduling configuration
> apply the default MAC main configuration
> apply the CCCH configuration
> apply the time Alignment Timer Common included in System Information Block Type2;
> Start timer T300;
> initiate transmission of the RRC Connection Request message in accordance with
RRC layer产生RRC connection request并通过CCCH传输：CCCH -> UL-SCH -> PDSCH
获取UE-identity，要么由上层提供(S-TMSI), 要么是random value。如果UE向当前小区的TA（跟踪区）注册过了，上层就可以提供S-TMSI,并把establishment clause设置的与上层一致
4. RRC connection setup（ENB—>UE）
UE接收ENB发送的radio Resource Configuration等信息，建立相关的连接，进入RRC connection状态。
Action about physical layer:
Addressed to the Temporary C-RNTI on PDCCH
如果UE检测到RA success,但是还没有C-RNTI，就把temporary C-RNTI升为C-RNTI，否则丢弃。如果UE检测到RA success,而且已经有C-RNTI，继续使用原来的C-RNTI。
5. RRC connection setup complete（UE—> ENB）
RRC连接建立完成，UE向ENB表示接收到了连接的应答信息，应该是为了保证连接的可靠性的。
如果UE未成功接收到RRC connection setup消息，ENB应该会重发。不然RRC connection setup complete就没有存在必要。
在完成以上过程后，便可以进入正常的数据传输过程了。
四、数据传输过程
数据传输过程包括两方面过程：上行调度过程和下行调度过程。
l 上行调度过程
1. UE向ENB请求上行资源
Physical channel: PUCCH
Message: SR (schedule request)
SR发送的周期以及在子帧中的位置由上层的配置决定。
UE需要告诉ENB自己要传输的数据量，同时SR中UE必须告诉ENB自己的identity (C-RNTI)。
注：
根据上层的配置UE按照一定的周期在PUCCH的固定位置传输SR，而ENB对SR的发送者的识别是通过UE和ENB事先约定好的伪随机序列来实现的。当UE有发送数据的需求是，就把相应得SR置1，没有资源请求时SR为空。SR只负责告诉ENB是否有资源需求，而具体需要多少资源则由上层的信令交互告诉ENB。
在TS36.213中指定：Scheduling request (SR) using PUCCH format 1，不需要进行编码调制，用presence/absence携带信息。
2. 上行信道质量测量
Physical signal: sounding reference signal
Physical channel: PUCCH（这里貌似不对，SRS是参考信号，不需物理信道承载）
ENB给UE分配上行资源之前首先必须要知道上行信道的质量，如果UE的上行信道质量较好且有传输数据的需求，ENB才会给UE分配资源。
Sounding reference signal应该对UE和ENB都是已知的，ENB根据从UE接收到的sounding reference signal 和自己已知的信号的对比就可以知道当前上行信道的质量了。当然，如果信道质量的变换很快，再加上空间信号传输的延迟估计的误差，由sounding reference signal测量出的信道质量可能会变得不准确。所以UE需要每过一段时间就发送sounding reference signal给ENB，以尽可能准确地得到当前信道的质量。
3. ENB分配资源并通知UE
Physical channel: PDCCH
分配完资源后ENB还必须把分配的结果告诉UE，即UE可以在哪个时间哪个载波上传输数据，以及采用的调制编码方案。
E-UTRAN在每个TTI动态地给UE分配资源（PRBs & MCS）,并在PDCCH上传输相应的C-RNTI。
4. UE接收资源分配结果的通知并传输数据
Physical channel: PUSCH
UE首先接收ENB下发的资源分配通知，监视PDCCH以查找可能的上行传输资源分配，从common search space中获取公共信息，从UE specific search space中搜索关于自己的调度信息。根据搜索到的结果后就可以在PUSCH对应的PRB上传输数据信息。
注：
在上行链路中没有盲解码，当UE没有足够的数据填充分配的资源时，补0。
5. ENB指示是否需要重传
Physical channel: PHICH
6. UE重传数据/发送新数据
同4。
l 下行调度过程
1.下行信道质量测量
ENB发送cell specific reference signal 给UE，UE估计CQI并上报给ENB。
CQI不仅告诉ENB信道的质量，还包含推荐的编码调制方式。
Periodic CQI reporting channel: PUCCH
Aperiodic CQI reporting channel: PUSCH
接收到的DCI format 0的CQI request设置为1时，UE非周期上报CQI、PMI和RI，上层可以半静态地配置UE周期性地上报不同的CQI、PMI和RI。
2. ENB分配下行资源
ENB根据下行信道的质量好坏自适应地分配下行资源（针对 UE选择不同的载波和slot）。
下行链路中，E-UTRAN在每个TTI动态地给UE分配资源（PRBs & MCS）。
3. ENB在下行信道传输数据
Physical channel: PDSCH
根据资源分配的结果在PDSCH上填充数据, 并在PDCCH上传输相应的C-RNTI。
4. UE接收数据并判断是否需要发送请求重传指示
Physical channel: PUCCH
Physical channel: PDSCH
UE根据检测PDCCH信道，解码对应的PDSCH信息。UE根据PDCCH告知的DCI format在common search spaces中接收PDSCH 广播控制信息。此外，UE通过PDCCH UE specific search spaces接收PDSCH数据传输。
5. ENB重传数据/发送新数据。
第二篇：LTE物理层下行关键技术研究
电子科技大学
硕士学位论文
LTE物理层下行关键技术研究
姓名：李三江
申请学位级别：硕士专业：通信与信息系统指导教师：唐友喜
20090501
摘要
摘要
为了应对ＷｉＭＡＸ（ＷｏｒｌｄｗｉｄｅＩｎｔｅｒｏｐｅｒａｂｉｌｉｔｙｆｏｒＭｉｃｒｏｗａｖｅＡｃｃｅｓｓ，ＷｉＭＡＸ）
Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ等新兴宽带接入技术的挑战，满足新型业务的需求，３ＧＰＰ（３ｒｄ
ＰａｒｔｎｅｒｓｈｉｐＰｒｏｊｅｃｔ）在２００４年底启动了３Ｇ（３ｒｄＧｅｎｅｒａｔｉｏｎ）长期演迸（ＬｏｎｇＴｅｒｍＥｖｏｌｕｔｉｏｎ，ＬＴＥ）技术的标准化工作。ＬＴＥ旨在提高数据传输速率，降低系统时延，增大系统容量等。本文对ＬＴＥ物理层下行链路关键技术进行了研究。
首先，本文介绍了ＬＴＥ的立项背景和主要演进目标，并分析了ＬＴＥ发展过程中提出的六种物理层基本传输方案。
其次，本文结合ＬＴＥ的帧结构阐述了ＬＴＥ独特的基于物理资源块的时频资源分配方式，并通过计算机仿真验证了ＬＴＥ物理层下行参考信号图案的合理性。ＬＴＥ下行采用正交频分复用（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ，ＯＦＤＭ）技术作为其基本传输方案，这就决定了ＬＴＥ在资源映射和导频结构上与基于码分多址（ＣｏｄｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ，ＣＤＭＡ）的３Ｇ系统有着本质的区别。在资源映射方面，ＬＴＥ下行将用户的数据分割成物理资源块，然后依赖高效的调度机制将来自多个用户的物理资源块数据复用在一个共享信道中。在导频结构方面，ＬＴＥ没有像ＣＤＭＡ那样使用前导信号来帮助完成信道估计，而是将一些特定的参考信号（ＲｅｆｅｒｅｎｃｅＳｉｇｎａｌ，ＲＳ）插入到物理资源块内进行传输。
之后，本文分析了ＬＴＥ下行采用的几种空间分集技术和线性预编码技术，并通过计算机仿真验证了这些技术对比特误码率（ＢｉｔＥｒｒｏｒＲａｔｅ，ＢＥＲ）性能的改善。空间分集技术能够利用多输入多输／出（ＭｕｌｔｉｐｌｅＩｎｐｕｔＭｕｌｔｉｐｌｅＯｕｔｐｕｔ，ＭＩＭＯ）信道提供的分集增益，改善ＢＥＲ性能。ＬＴＥ下行２根发射天线时采用空频分组码作为其发射分集方案，此方案能够获得良好的分集增益。为了不降低频谱利用率，ＬＴＥ下行发射天线为４时，采用空频分组码与频率切换分集相结合的发射分集方案，结合信道编码此方案相比空频分组码能够获得进一步的ＢＥＲ性能改善。与空间分集技术相比较，复用技术能够利用ＭＩＭＯ信道的空间复用增益，提高了信道容量。ＬＴＥ下行链路支持线性预编码这一闭环空间复用技术，线性预编码技术能够在获得空间复用增益的同时改善ＢＥＲ性能。
中文摘要
最后，针对ＬＴＥ传输频率较高带来的室内覆盖难点，本文提出在ＬＴＥ中使用Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ技术。分析表明在ＬＴＥ中使用Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ技术能够解决ＬＴＥ室内覆盖难题、增加系统容量等。与此同时，在ＬＴＥ中使用Ｆｅｍｔｏｃｅｌ！技术也面临一些技术挑战，包括射频干扰、频谱分配以及时间同步等。分析表明ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ需要新的同步技术方案。精确时间同步协议是一种非常适合的同步方案，本文在阐述精确时间同步协议的基础上对该协议在ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ系统中的应用进行了分析。然后，针对Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ的应用场景，本文提出了一种协同分布式结构下的波束形成技术。分析了基于聚焦信号的分布式多天线通信方法及系统下的波束形成技术。通过仿真，得出单波束图，聚焦示意图及单波束与波束聚焦等场强比较图。
关键词：ＬＴＥ，正交频分复用，参考信号，空间分集，线性预编码，Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ，协同多天线波束聚焦．ＩＩ－
Ａｂｓｔｒａｃｔ
Ａｂｓｔｒａｃｔ
Ｔｏｍｅｅｔｔｈｅｃｈａｌｌｅｎｇｅｓｏｆｂｒｏａｄｂａｎｄ
ａｃｃｅｓｓ
ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ
ａｎｄ
ｔｏ
ｍｅｅｔｎｅｗｂｕｓｉｎｅｓｓ
ｌａｕｎｃｈｅｄｓｅｅｋｓｔｏ
ｄｅｍａｎｄｓ，３Ｇ（３ｒｄＧｅｎｅｒａｔｉｏｎ）ｌｏｎｇｔｅｒｍｅｖｏｌｕｔｉｏｎ（ＬＴＺ）ｓｔａｎｄａｒｄｉｚａｔｉｏｎｗａｓ
ａｔ
ｔｈｅｅｎｄｏｆ２００４ｂｙｔｈｅ３ＧＰＰ（３ｒｄＧｅｎｅｒａｔｉｏｎＰａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ
Ｐｒｏｊｅｃｔ）．ＬＴＥ
ｉｎｃｒｅａｓｅｔｈｅｄａｔａｒａｔｅａｎｄｔｏｒｅｄｕｃｅｔｈｅｓｙｓｔｅｍｌａｔｅｎｃｙａｎｄｔｏｉｎｃｒｅａｓｅｓｙｓｔｅｍｃａｐａｃｉｔｙ
ａｎｄｃｏｖｅｒａｇｅ．ｎｌｉｓｐａｐｅｒｓｔｕｄｉｅｓｔｈｅｋｅｙｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓｏｆＬＴＥｄｏｗｎｌｉｎｋｐｈｙｓｉｃａｌｌａｙｅｒ．
Ｆｉｒｓｔｌｙ，ｔｈｉｓｐａｐｅｒｄｅｓｃｒｉｂｅｓｔｈｅｂａｃｋｇｒｏｕｎｄｏｆｔｈｅｐｒｏｊｅｃｔａｎｄ
ｉｔｓ
ｏｂｊｅｃｔｉｖｅｓ，ａｎｄ
ａｎａｌｙｓｅｓｔｈｅｐｒｏｐｏｓｅｄｓｉｘｂａｓｉｃｐｈｙｓｉｃａｌｌａｙｅｒｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｓｃｈｅｍｅｓ．
ｐａｐｅｒ
ｄｅｓｃｒｉｂｅｓ
ＬＴＥ
ｕｎｉｑｕｅ
Ｓｅｃｏｎｄｌｙ，ｔｈｉｓｔｉｍｅ—ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ
ｒｅｓｏｕｒｃｅ
ｂｌｏｃｋ
ａｌｌｏｃａｔｉｏｎｍｅｔｈｏｄｓ，ａｎｄｖｅｒｉｆｉｅｓｔｈｅＬＴＥｄｏｗｎｌｉｎｋｐｈｙｓｉｃａｌｒｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌｐａｔｔｅｒｎｔｈｒｏｕｇｈｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｓ，ｗｈｏｓｅｒｅｓｕｌｔＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎ
ｓｈｏｗｓｔｈａｔｔｈｅｐａｔｔｅｒｎｉｓｊｕｓｔｉｆｉａｂｌａ．Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ
ｉｓｕｓｅｄａｓｔｈｅｂａｓｉｃ
Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ
ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ
ｒｅｓｏｕｒｃｅｓ
ｓｃｈｅｍｅｏｆＬＴＥ
ａｎｄＬＴＥｐｉｌｏｔ３Ｇｓｙｓｔｅｍｓ．Ｉｎ
ｄｏｗｎｌｉｎｋ，ｗｈｉｃｈ
ｄｅｔｅｒｍｉｎｅｓｔｈａｔ
ｔｈｅｍａｐｐｉｎｇｂｅｔｗｅｅｎ
ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｉｓｄｉｆｆｅｒｅｎｔｆｒｏｍＣｏｄｅＤｉｖｉｓｉｏｎ
ＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ（ＣＤＭＡ）ｆｏｒ
ｕｓｅｒ
ｔｅｒｍｏｆｒｅｓｏｕｒｃｅｍａｐｐｉｎｇ，ＬＴＥｄｏｗｎｌｉｎｋ
ｄａｔａ
ｉｓｓｅｐａｒａｔｅｄｉｎｔｏｐｈｙｓｉｃａｌ
ｂｌｏｃｋｄａｔａ
ｉｎ
ａ
ｒｅｓｏｕｒｃｅ
ｓｈａｒｅｄ
ｂｌｏｃｋ，ａｎｄｍｕｌｔｉｐｌｅｘｍｕｌｔｉ—ｕｓｅｒ’Ｓ
ｃｈａｎｎｅｌ，ｒｅｌｙｉｎｇ
ｏｎ
ａ
ｐｈｙｓｉｃａｌ
ｒｅｓｏｕｒｃｅ
ｓｉｎｇｌｅ
ｈｉ曲ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ
ｕｓｅ
ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ
ｍｅｃｈａｎｉｓｍ．Ｉｎｔｅｒｍｓ
ａｓｕｓｅｄｉｎＣＤＭＡ
ｏｆｔｈｅｐｉｌｏｔ
ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ，ＬＴＥｄｏｅｓｎｏｔ
ｔｈｅｓａｍｅｐｉｌｏｔｓｉｇｎａｌ
ｔｏｈｅｌｐｃｏｍｐｌｅｔｅ
ｃｈａｎｎｅｌｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ，ｂｕｔｕｔｉｌｉｚｅｓｓｏｍｅｓｐｅｃｉｆｉｃｒｅｆｅｒｅｎｃｅ
ｒｅｓｏｕｒｃｅ
ｓｉｇｎａｌｉｎｓｅｒｔｉｎｇｉｎｔｈｅｐｈｙｓｉｃａｌ
ｂｌｏｃｋｆｏｒｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ．
Ｔｈｅｎ，ｔｈｉｓｐａｐｅｒ
ａｎａｌｙｓｅｓ
ｉｎ
ＬＴＥ
ｓｅｖｅｒａｌｓｐａｃｅｄｉｖｅｒｓｉｔｙｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓａｎｄｌｉｎｅａｒｐｒｅｃｏｄｉｎｇｄｏｗｎｌｉｎｋ
Ａｎｄ，ｖｅｒｉｆｉｅｓ
ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ
ｕｔｉｌｉｚｅｄｔｈｅｉｒｉｎｆｌｕｅｎｃｅ
ｔａｋｅ
ｔｏ
ｔｈｅＢＥＲ
ｏｆ
ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ
ｔｈｒｏｕｇｈｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ．Ｓｐａｔｉａｌｄｉｖｅｒｓｉｔｙ
ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓＣａｎ
ａｄｖａｎｔａｇｅ
ｍｕｌｔｉｐｌｅ??ｉｎｐｕｔｍｕｌｔｉｐｌｅ??ｏｕｔｐｕｔ（ＭｕｌｔｉｐｌｅＩｎｐｕｔ
ｄｉｖｅｒｓｉｔｙｇａｉｎｔｏｉｍｐｒｏｖｅｔｈｅＢＥＲ
ＭｕｌｔｉｐｌｅＯｕｔｐｕｔ，ＭＩＭＯ）ｃｈａｎｎｅｌ
Ｄｏｗｎｌｉｎｋ
ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ．ＬＴＥ
ｔｒａｎｓｍｉｔ
ｔｗｏｔｒａｎｓｍｉｔｔｉｎｇ
ａｎｔｅｎｎａｓ
ｔｈｉｓ
ｕｓｅｄｉｎｓｐａｃｅ－ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｂｌｏｃｋｃｏｄｉｎｇｄｉｖｅｒｓｉｔｙａｓｐａｒｔｏｆｉｔｓｐｒｏｇｒａｍ，
ｐｒｏｇｒａｍ
ｉｓａｂｌｅｔｏｏｂｔａｉｎｇｏｏｄｄｉｖｅｒｓｉｔｙｇａｉｎ．Ｉｎｏｒｄｅｒｎｏｔｔｏｒｅｄｕｃｅｔｈｅｓｐｅｃｔｒｕｍ
ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ，ＬＴＥｄｏｗｎｌｉｎｋｃｏｄｅｓ
ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎａｎｔｅｎｎａｓ
ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｃｏｍｂｉｎｉｎｇ
．．ＩＩＩ．．
ｉｓ４，ｔｈｅ
ｕｓｅ
ｏｆｓｐａｃｅ－ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｂｌｏｃｋ
ａｎｄａｎｔｅｎｎａｄｉｖｅｒｓｉｔｙ
ｔｒａｎｓｍｉｔ
ｄｉｖｅｒｓｉｔｙｐｒｏｇｒａｍ，ｃｏｍｂｉｎｅｄ
．垒皇！坚！—＿●———●———————＿——－—————＿—————－—＿———＿——＿－＿——＿＿————－——————————一一．
ｗｉｔｌｌｃｈａ衄ｅｌｃｏｄｉｎｇｉｎｔｈｉｓｐｒｏｇｒａｍｃｏｍｐａｒｅｄｔｏｓｐａｃｅ—ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｂｌｏｃｋｃｏｄｅｃａｎｂｅ．——一
ｓｕｐｐｏｒｔｏｆｔｈｅ缸也ｅｒｉｍｐｒｏｖｅＢＥＲｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ．ＬＴＥｄｏｗｎｌｉｎｋｐｒｅｃｏｄｉｎｇｉｎ
ｔｏｇａｉｎｃｌｏｓｅｄ－ｌｏｏｐｌｉｎｅａｒｓｐａｃｅｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ，ｌｉｎｅａｒｐｒｅｃｏｄｉｎｇｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ
ｏｆｉｎ—ｄｏｏｒｃｏｖｅｒａｇｅｂｒｏｕｇｈｔａｂｏｕｔｂｙｔｈｅＦｉｎａｌｌｙ，ｃｏｎｃｅｒｎｉｎｇｔｏｔｈｅｄｉｆｆｉｃｕｌｔｉｅｓ
１１ｉｇｈｅｒＬＴＥｔｒａｎｓｍｉｔｔｉｎｇｆｒｅｑｕｅｎｃｙ，ｔｈｉｓｐａｐｅｒｐｒｏｐｏｓｅｓｉｎａＦｅｍｔｏｃｅｌｌｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙｕｔｉｌｉｚｅｄｏｆｉｎｄｏｏｒｃｏｖｅｒａｇｅ，ＬＴＥ．ＡｎａｌｙｓｉｓｓｈｏｗｓｔｈａｔＦｅｎｔｏｃｅｌｌＣａｎｓｏｌｖｅｐｒｏｂｌｅｍｓｉｎｃｒｅａｓｉｎｇｓｙｓｔｅｍｃａｐａｃｉｔｙ，ａｎｄｅｒｅ，ｗｈｉｌｅｔｈｅｒｅａｌｓｏｌｉｅｍａｎｙｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙｃｈａｌｌｅｎｇｅｓ，
ａｎｄｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ?Ａｃｃｏｒｄｉｎｇｉｎｃｌｕｄｉｎｇｒａｄｉｏｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ，ｆｒｅｑｕｅｎｃｙａｌｌｏｃａｔｉｏｎｔｏ纰
ｓｖｎｃ］№ｎｉｚａｔｉｏｎｏｆＧＰＳ，ｔｈｉｓｐａｐｅｒｃｏｎｃｌｕｄｅｓｔｈａｔＦｅｍｔｏｅｅｌｌｎｅｅｄｓｎｅｗ
ａｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｃａｌｆｏｒｓｏｌｕｔｉｏｎ．Ｐｒｅｃｉｓｅｔｉｍｅｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎｐｒｏｔｏｃｏｌｉｓｖｅｒｙｓｕｉｔａｂｌｅｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ
ｏｎｐｒｏｇｒａｍ，ｔｈｅａｎａｌｙｓｉｓｏｆｔｈｅａｇｒｅｅｍｅｎｔｂａｓｅｄ
ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅＩＩｓｙｓｔｅｍｔｏａｃｈｉｅｖｅｔｉｍｅ
ｔｏｔｈｅｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌｏｎｔｈｅａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｏｆｔｈｉｓａｇｒｅｅｍｅｎｔｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎｆｒａｍｅｗｏｒｋ．Ａｎｄｔｈｅｎ，ａｃｃｏｒｄｉｎｇｐａｔｔｅｒｎｉｓｓｐｉｎｄｌｙｕｓｉｎｇｐｏｉｎｔ－ｔｏ。ｐｏｉｎｔ
ｐａｐｅｒｐｒｏｐｏｓｅｓａｂｅ锄ｆｏｒｍｉｎｇｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ｔｈｅａｎｔｅｎｎａａｒｒａｙｓｍｏｄｅｌｏｆｃｅｌｌｔｒａｌｉｚｅｄａｎｄｍｏｂｉｌｅ．Ｔｈｉｓ
ｆｏｃｕｓ．ｒｅｓｅａｒｃｈＯｌｃｏｏｐｅｒａｔｉｖｅｍｕｌｔｉ—ａｎｔｅｎｎａｂｒｏａｄｂａｎｄ
Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ＬＴＥ．ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｆｒｅｑｕｅｎｃｙｄｉｖｉｓｉｏｎｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ，ｒｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ，ｓｐａｃｅｄｉｖｅｒｓｉｔｙ，ｌｉｎｅａｒｐｒｅｃｏｄｉｎｇ，ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ，ｃｏｏｐｅｒａｔｉｖｅｍｕｌｔｉ－ａｎｔｅｎｎａｂｒｏａｄｂａｎｄｆｏｃｕｓＩＶ．
图目录
图目录
图１．１
图２．１
图２．２
图２．３
图２４
图２．５
图２．６
图２．７
图２．８
图２．９
图２．１０
图２．１１
图２．１２
图２．１３
图２．１４
图２．１５
图２．１６
图２．１７
图２．１８
图２．１９
图２．２０
图３．１
图３．２
图３．３
图３．４
图３．５
图３－６
图３．７Ｌ１毛项目时间进度……………………………………………………………２ＯＦＤＭ基本原理图…………………………………………………………．．６ＬＴＥ下行ＯＦＤＭ采用的３种循环前缀结构………………………………．８ＬＴＥ下行传输带宽与信道带宽的关系……………………………………ｌＯＬＴＥ帧结构类型１……………………………………………………………１１ＬＴＥ帧结构类型２（５ｍｓ切换周期）…………………………………………１１ＬＴＥ下行资源栅格…………………………………………………………１３ＬＴＥ下行两种资源映射方式………………………………………………１４ＯＦＤＭ系统基带等效模型…………………………………………………１５ＯＦＤＭ系统描述为一组并行高斯信道……………………………………１６梅花状参考信号图案………………………………………………………１梳妆参考信号图案…………………………………………………………１７７小区专用参考信号图案（常规ＣＰ）…………………………………………１８混合载波ＭＢＭＳ与单播数据ＴＤＭ复用…………………………………２０混合载波ＭＢＳＦＮ参考信号图案…………………………………………．．２０独立载波ＭＢＳＦＮ参考信号图案…………………………………………．２１ＥＰＡ信道下多普勒频移为５Ｈｚ时常规小区单播系统ＢＥＲ仿真曲线…．２２不同多普勒频移时常规小区单播系统ＬＳ信道估计ＢＥＲ仿真曲线……２３ＥＴＵ信道下多普勒频移为５Ｈｚ时混合载波ＭＢＳＦＮ系统ＢＥＲ曲线…．２４不同多普勒频移时混合载波ＭＢＳＦＮ系统ＬＳ信道估计ＢＥＲ曲线……２５大小区单播系统与混合载波ＭＢＳＦＮ系统ＬＳ信道估计ＢＥＲ曲线……２５ＭＩＭＯ．ＯＦＤＭ系统原理图…………………………………………………２８Ｌ１吧下行信号处理流程……………………………………………………．３１２发１收ＳＴＢＣ原理图……………………………………………………．３２ＳＦＢＣ系统原理图…………………………………………………………。３４多普勒频移为５Ｈｚ时ＳＦＢＣ理想信道估计ＢＥＲ仿真曲线……………．．３６不同多普勒频移下ＳＦＢＣ理想信道估计ＢＥＲ仿真曲线…………………３７未编码的ＳＦＢＣ与ＦＳＴＤ．ＳＦＢＣＢＥＲ仿真曲线…………………………．．３７．．ＶＩＩＩ．－
图目录
图３．８
图３－９
图３．１０
图３．１１
图３．１２
图３．１３
图３．１４
图３．１５
图３．１６
图３．１７
图４．１
图４．２
图４．３
图４．４
图４—５
图４—６
图４．７
图４．８
图４．９
图４．１０
图４．１１
图４．１２编码后的ＳＦＢＣ与ＦＳＴＤ—ＳＦＢＣＢＢＥＲ仿真曲线………………………。３８基于码本的线性预编码模型………………………………………………．４ｌ４发２收线性预编码ＢＥＲ曲线……………………………………………４３４发３收线性预编码ＢＥＲ曲线……………………………………………４４两根发射天线小区专用参考信号图案（常规ＣＰ）…………………………４５四根发射天线小区专用参考信号图案（常规ＣＰ）…………………………４５线性预编码参考信号插入流程……………………………………………４６ＵＥ专用参考信号图案（常规ＣＰ）…………………………………………．４７多普勒频移为５Ｈｚ时空频分组码ＬＳ信道估计ＢＥＲ曲线………………４８多勒频移为６４８Ｈｚ时空频分组码ＬＳ信道估计ＢＥＲ曲线………………４８传统宏蜂窝移动接入与Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ接入示意图…………………………．．５１３ＧＦｅｍｔｏｃｅｌｌ网络结构……………………………………………………．．５４ＬＴＥ总体系统架构…………………………………………………………．５５Ｌ１ＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ系统架构……………………………………………………５６ＰＴＰ域中一个简单的主从时钟结构………………………………………５８ＰＴＰ报文交换机制…………………………………………………………．．５９对等透明时钟的链路延迟测量机制………………………………………６０ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ系统时间同步示意图………………………………………．６ｌ单波束形成图及两波束相交图……………………………………………６３波束聚焦图…………………………………………………………………．６５单波束与四波束聚焦等场强场景俯视图对比……………………………６６单波束与四波束聚焦等场强场景平面图对比……………………………６７．ＩＸ．
表目录
表目录
表２．１
表２．２
表２．３
表２＿４
表２．５
表２－６
表２．７
表３．１
表３．２
表３．３
表３－４ＯＦＤＭ参数配置………………………………………………………………９ＬＴＥ下行传输方案参数表…………………………………………………．１０Ｌ１ｒＥＴＤＤ模式上下行子帧切换点配置……………………………………．１２ＬＴＥ下行物理资源块参数配置表…………………………………………．１４１．４ＭＨｚ信道带宽ＯＦＤＭ参数配置表……………………………………２２ＥＰＡ信道参数表……………………………………………………………一２２ＥＴＵ信道参数表……………………………………………………………。２４ＳＦＢＣ编码方案表…………………………………………………………．．３４ＦＳＴＤ．ＳＦＢＣ编码方案表……………………………………………………３５仿真参数表…………………………………………………………………．３８两根发射天线下的预编码矩阵码本………………………………………４２．Ｘ．
３Ｇ
３ＧＰＰ
ＡＤＳＬＡＷＧＮＢＥＲ
ＢＬＡＳＴＢＭＣ
ＱＰＳＫ
ＣＤＭＡＣＰ
ＣＳ
ＣＳＩ
ＤＡＢ
ＤＦＴ
ＤＬ．ＳＣＨＤＳＰ
ＤＳＬＡＭＤＶＢ
Ｅ．ＭＢＭＳＥＰＣ
Ｅ．ＵＴＲＡ一＿＿－－＿ｌ－——————－————————●＿－ｌ－—＿●●＿——————＿－＿＿－－－—＿－＿——————————一缩略词表缩略词表３ｒｄＧｅｎｅｒａｔｉｏｎ第三代移动通信３ｒｄＧｅｎｅｒａｔｉｏｎＰａｒｔｎｅｒｓｈｉｐＰｒｏｊｅｃｔ第三代合作伙伴计划非对称数字用户线环ＡｓｙｍｍｅｔｒｉｃａｌＤｉｇｉｔａｌＳｕｂｓｃｒｉｂｅｒＬ００ｐ路Ａｄｄｉｃｔｉｖｅ甄仍ｉｔｅＧａｕｓｓｉａｎＮｏｉｓｅ加性高斯白噪声ＢｉｔＥｒｒｏｒＲａｔｅ误比特率贝尔实验室分层空时ＢｅｌｌＬａｂｏｒａｔｏｒｙＬａｙｅｒｅｄＳｐａｃｅ－Ｔｉｍｅ结构ＢｅｓｔＭａｓｔｅｒＣｌｏｃｋＡｌｇｏｒｉｔｈｍ最佳主时钟算法ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ正交相移键控ＣｏｄｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ码分多址ＣｙｃｌｅＰｒｅｆｉｘ循环前缀ＣｉｒｃｕｉｔＳｗｉｔｃｈｉｎｇ电路交换ＣｈａｎｎｅｌＳｔａｔｅＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ信道状态信息ＤｉｇｉｔａｌＡｕｄｉｏＢｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ数字音频广播ＤｉｓｃｒｅｔｅＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ离散傅立叶变换ＤｏｗｎｌｉｎｋＳｈａｒｅｄＣｈａｎｎｅｌ下行共享传输信道ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇ数字信号处理数字用户线接入复用ＤＳＬＡｃｃｅｓｓＭｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ器ＤｉｇｉｔａｌＶｉｄｅｏＢｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ数字视频广播ＥｖｏｌｖｅｄＭｕｌｔｉｍｅｄｉａＢｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ／Ｍｕｌｔｉ—演进型多媒体广播／ｃａｓｔＳｅｒｖｉｃｅ组播业务ＥｖｏｌｖｅｄＰａｃｋｅｔＣｏｒｅｎｅｔｗｏｒｋ演进型核心网ＵＭＴＳ演进型通用移动电信ＴｅｒｒｅｓｔｒｉａｌＲａｄｉｏＡｃｃｅｓｓ
系统陆地接入
ＥｖｏｌｖｅｄＵＭＴＳＴｅｒｒｅｓｔｒｉａｌＲａｄｉｏＡｃｃｅｓｓ演进型通用移动电信Ｎｅｔｗｏｒｋ系统陆地接入网
．ＸＩ．
ＦＤＤ
ＦＤＭ
ＦＥＣ
ＦＥＲ
ＦＦＴ
ＦＳＴＤ
ＧＰＳ
ＨＳＰＡ
ＩＡＩ
ＩＣＩ
ＩＤＦＴ
ＩＥＥＥ
ＩＦＦＴ
ＩＭＳ
ＩＳＩ
ＬＳ缩略词表ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＤｕｐｌｅｘ频分双工ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ频分复用ＦｏｒｗａｒｄＥｒｒｏｒＣｏｒｒｅｃｔｉｏｎ前向纠错编码ＦｒａｍｅＥｒｒｏｒＲａｔｅ误帧率ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ快速傅立叶变换ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＳｗｉｔｃｈｅｄＴｒａｎｓｍｉｔＤｉｖｅｒｓｉｔｙ频率切换传输分集ＧｌｏｂａｌＰｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇＳｙｓｔｅｍ全球定位系统ＨｉｇｂＳｐｅｅｄＰａｃｋｅｔＡｅｅｅｓｓ高速分组接入Ｉｎｔｅｒ－ａｎｔｅｎｎａＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ天线间干扰Ｉｎｔｅｒ－ｃａｒｒｉｅｒＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ载波间干扰ＩｎｖｅｒｓｅＤｉｓｃｒｅｔｅＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ逆离散傅立叶变换ＩｎｓｔｉｔｕｔｅｏｆＥｌｅｃｔｒｉｃａｌａｎｄＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ国际电子电器工程师Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ协会ＩｎｖｅｒｓｅＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｉｌｌ逆快速傅立叶变换ＩＰＭｕｌｔｉｍｅｄｉａＳｕｂｓｙｓｔｅｍｓＩＰ多媒体子系统Ｉｎｔｅｒ－ｓｙｍｂｏｌＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ符号间干扰ＬｅａｓｔＳｑｕａｒｅ最小均方
ＬｏｎｇＴｅｒｍＥｖｏｌｕｔｉｏｎ长期演进
多媒体广播／组播业
ＭｕｌｔｉｍｅｄｉａＢｒｏａｄｃａｓｔ／ＭｕｌｔｉｃａｓｔＳｅｒｖｉｃｅ务
ｏｖｅｒＳｉｎｇｌｅＦｒｅｑｕｅ。ＮＮ／Ｆ－Ｎ单ＮＮ
Ｎｅｔｗｏｒｋ
多载波时分同步码分
ＴＤ．ＳＣＤＭＡ多址ＷＣＤＭＡ多载波宽带码分多址ＩｎｐｕｔＭｕｌｔｉｐｌｅＯｕｔｐｕｔ多输入多输出ＩｎｐｕｔＳｉｎｇｌｅＯｕｔｐｕｔ多输入单输出ＬＴＥＭＢＭＳＭＢＳＦＮｎｃｙＭｕｌ‘ｉｃ２Ｌｓｔ／１３ｒｏａｄｃａＳｔＭＣ．ＴＤ．ＳＣＤＭＡＭｕｌｔｉ—ｃａｒｒｉｅｒＭＣ．ＷＣＤＭＡＭＩＭｏＭＩＳＯＭｕｌｔｉ．ｃａｒｒｉｅｒＭｕｌｔｉｐｌｅＭｕｌｔｉｐｌｅ
ＭＬＭＭＥＭＭＳＥＮＴＰＯＦＤＭＯＦＤＭＡＰＡＰＲＰＤＦＰＭＣＨＰＭＩＰＲＢＰＳＰＴＰＱｏＳＲＡＮＲＢＲＥＲＮＣＲＳ
ＳＣ．ＦＤＭＡＳＦＢＣＳＦＮＳ．ＧＷＳＴＢＣＳＩ缩略词表ＭａＸｉｍｕｍＬｍｅｌｉｈｏｏｄ最大似然ＭｏｂｉｌｉｔｙＭａＩｌａｇｅｍｅｍＥｎｔｉｔｙ移动性管理实体ＭｉｎｉｍｕＩｌｌＭｅ锄ＳｑｕａｒｅＥｒｒｏｒ最小均方误差Ｎｅｔ、ⅣｏｒｋＴｉｍｅＰｒｏｔｏｃ０１网络时间协议ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅ—正交频分复用ｘｉｎｇＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅ正交频分多址ＡｃｃｅｓｓＰｅａｋｔｏＡｖｅｒａｇｅＰｏｗｅｒＲａｔｉｏ峰值平均功率比ＰｒｏｂａｂｉｌｉｔｙＤｅｎｓｉｔｙＦｕｎｃｔｉｏｎ概率密度函数ＰｈｙｓｉｃａｌＭｕｌｔｉｃａｓｔＣｈａｎｎｅｌ物理多播信道ＰｒｅｃｏｄｉｎｇＭａｔｒｉｃＩｎｄｅｘ预编码矩阵的码本号ＰｈｙｓｉｃａｌＲｅｓｏｕｒｃｅＢｌｏｃｋ物理资源块ＰａｃｋｅｔＳｗｉｔｃｈｉｎｇ分组交换ＰｒｅｃｉｓｉｏｎＴｉｍｅＰｒｏｔｏｃｏｌ精确时间协议ＱｕａｌｉｔｙｏｆＳｅｒｖｉｃｅ服务质量ＲａｄｉｏＡｃｃｅｓｓＮｅｔｗｏｒｋ无线接入网ＲｅｓｏｕｒｃｅＢｌｏｃｋ资源块ＲｅｓｏｕｒｃｅＥｌｅｍｅｎｔ资源粒子ＲａｄｉｏＮｅｔｗｏｒｋＣｏｎｔｒｏｌｌｅｒ无线网络控制器ＲｅｆｅｒｅｎｃｅＳｉｇｎａｌ参考信号ＳｉｎｇｌｅＣａｒｒｉｅｒＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉ—单载波频分多址ｐｉｅＡｃｃｅｓｓＳｐａｃｅＦｒｅｑｕｅｎｃｙＣｏｄｉｎｇ空频分组码ＳｉｎｇｌｅＦｒｅｑｕｅｎｃｙＮｅｔｗｏｒｋ单频网ＳｅｒｖｉｎｇＧａｔｅｗａｙ服务网关ＳｐａｃｅＴｉｍｅＢｌｏｃｋＣｏｄｉｎｇ空时分组码ＳｔｕｄｙＩｔｅｍ研究阶段
．．ＸＩＩＩ．．
ＳＩＭＯＳＩＮＲＳＩＳＯＳＶＤＴＤＤＴＤＭＴＤＭＡ
ＴＤ．ＳＣＤＭＡ
ＴＳＴＤＵＣＤＵＥ
【，ＭＡＵＭＴＳＵＴＲＡＵＴＲＡＮＶＬＳＩ
ＷＣＤＭＡＷＩＷｉＦｉＷｉＮ嗽ⅥＬＡＮＺＦ缩略词表Ｓｉｎ９１ｅＩｎｐｕｔＭｕｌｔｉｐｌｅＯｕｔｐｕｔ单输入多输出Ｓｉｇｎａｌ－ｔｏ．Ｉｎｔｅ疵ｒｅｎｃｅｐＩｕｓＮｏｉｓｅＲａｔｉｏ信干噪比ＳｉｎｇＩｅＩｎｐｕｔＳｉｎｇＩｅＯｕｔｐｕｔ单输入单输出ＳｉｎｇｕＩａｒＶａｌｕｅＤｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ奇异值分解ＴｉｍｅＤｉｖｉｓｉｏｎＤｕｐｌｅｘ时分双工ＴｉｍｅＤｉｖｉｖｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ时分复用ＴｉｍｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ时分多址ＴｉｍｅＤｉＶｉｓｉ。ｎ。ｓｙｎｃｈｒｏｎ。ｕｓｃ。ｄｅ时分同步码分多址。ＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓＴｉｍｅＳｗｉｔｃｈｅｄＴｒａｎｓｍｉｔＤｉｖｅｒｓｉｔｙ时间切换传输分集ＵｎｉｆｏｒｍＣｈａｎｎｅｌＤｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ均匀信道分解ＵｓｅｒＥｑｕｉｐｍｅｎｔ用户设备ＵｎｈｃｅｎｓｅｄＭｏｂｉｌｅＡｃｃｅｓｓ免照移动接入ＵｎｉｖｅｒｓａｌＭｏｂｉｌｅＴｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ通用移动电信系统ＳｙｓｔｅｍＵＭＴＳＴｅ玎ｅ硎ａｌＩⅫｉｏＡｃｃｅｓｓＵＭＴＳ陆地接入ＵＭＴＳＴｅ傩ｓｔｒｉ２ＬｌＲａｄｉｏＡｃｃｅｓｓＮｅ似ｏｒｋＵＭＴＳ陆地接入网ＶｅｒｙＬａｒｇｅＳｃａｌｅＩｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ大规模集成电路ｗｉｄｅｂａｎｄｃｏｄｅＤｉＶｉｓｉ。ｎＭｕｌ‘ｉｐｌｅＡｃｃｅ。宽带码分多址ＳＳＷｏｒｋＩｔｅｍ工作阶段ＷｉｒｅｌｅｓｓＦｅｄｅｌｉｔｙ无线保真ＷｏｒｌｄｗｉｄｅＩｎｔｅｒｏｐｅｒａｂｉｌｉｔｙｆｏｒＭｉｃｒｏ。微波存取全球互通ｗａｖｅＡｃｃｅｓｓＷｉｒｅＩｅｓｓＬｏｃａｌＮ咖ｏｒｋ无线局域网ＺｅｒｏＦｏｒｃｉｎｇ迫零
－ＸＩＶ．
符号类别
变量
矢量
矩阵
变量共轭
矢量、矩阵转置
矢量、矩阵转置共轭主要数学符号表主要数学符号表示例口ａＡ口ａ７’，Ａ７’ａⅣ，ＡⅣ
．ＸＶ．孚体和说明小写斜体小写粗体大写粗体（?）‘（?）ｒ（．）片
独创性声明
本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示谢意。
签名：售ｑ嗍冲厂月，７日
关于论文使用授权的说明
本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论文的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文。
（保密的学位论文在解密后应遵守此规定）
签名：垄三乏圣导日
第一章绪论
第一章绪论
１．１引言
现代社会己步入信息社会，信息在经济发展、社会进步乃至人民生活各个方面都起着日益重要的作用。人们对于信息的丰富性、及时性和便捷性的要求也越来越高。能够随时随地、方便而及时地获取所需要的信息是人们一直在追求的梦想，而能使人们美梦成真的就是移动通信。
移动通信是当代通信领域内发展潜力最大、市场前景最广阔的热点技术之一
【ｌＪ。到目前为止，移动通信的发展经历了三代，第一代移动通信为模拟通信，给人们开辟了移动通信的崭新天地：第二代移动通信为数字通信，让普通人享受到了移动通信的方便和益处；第三代移动通信为准宽带移动通信，能提供基本的数据和多媒体业务。可以说，移动通信已经深刻地影响了人们的生活方式，为社会进步、经济发展做出了巨大的贡献。在３Ｇ大规模商用以后，多媒体服务与应用将会得到广泛推广，而３Ｇ在速率、服务质量、无缝传输等方面的局限性也将日益显露出来，势必需要带宽更宽的无线系统。未来移动通信必定是容量更大、速率更高、功能更强的宽带移动通信系统。
１．２ＬＴＥ概述
背景介绍１．２．１
第三代移动通信系统在通信的容量与质量上较第二代移动通信系统有了明显提高，能够为移动用户提供基本的数据和多媒体业务，但由于其核心技术未能发生革命性的变革，无法提供速率达到１００Ｍｂｐｓ以上的宽带乃至广带移动多媒体业务。同时，由于ＣＤＭＡ所涉及核心专利被美国高通公司持有，在知识产权上上形成一家独大的局面。专利授权费用已成为厂家沉重的负担【２】，１３】。
另外，２００４年底，ＷｉＭＡＸ迅猛崛起【４ｊ，１５】。虽然在支持移动性和ＱｏＳ（ＱｕａｌｉｔｙｏｆＳｅｒｖｉｃｅ）方面３Ｇ仍有优势，但在每比特成本、无线频谱利用率和传输时延等能力方面ＷｉＭＡＸ优势明显。随着移动通信技术的发展，人们对移动通信技术的期望越来越高，３Ｇ在峰值速率、系统传输延迟以及高速移动速率环境下的全网无缝．１．
电子科技大学硕士学位论文
覆盖等方面已经达不到移动用户的期望。
在这样的背景下，２００４年１１月，３ＧＰＰ通过了关于“ＥｖｏｌｖｅｄＵＴＲＡａｎｄＵＴＲＡＮ”，又称为３Ｇ长期演进的立项工作。项目以制定３Ｇ演进型系统技术规范作为目标，在时间上按照３ＧＰＰ的工作流程分为两个阶段：从２００４年１２月到２００６年６月份为技术可行性研究阶段（ＳｔｕｄｙＩｔｅｍ，ＳＩ）；从２００６年６月到２００７年６月为具体技术规范撰写阶段（ＷｏｒｋＩｔｅｍ，ｗｉ）州。
ＬＴＥ项目的时间进度如图１．１所示。由于ＷｉＭＡＸ在标准化进度上领先，ＬＴＥ制定了相当激进的标准化时间表，整个工作计划被压缩在两年半之内完成。但事实证明，即使全力以赴，这个计划也难以完成。ＬＴＥ研究阶段（ＳｔｕｄｙＩｔｅｍ，ＳＩ）原定于２００６年６月完成，最终延迟了３个月，于２００６年９月完成。工作阶段（Ｗｏｒｋｎｅｍ，Ⅵ）原定于２００７年６月完成，但工作阶段的工作量远远超过了预期，最终延迟了一年半，到２００８年年底才完成。
ＮｇＬＴＥ规范－ｌ—＿实堕ＬＴＥ规范
２００５ｌ２００６ｌ２００７Ｉ２００８
Ｌ嚣目…躐Ｑ４ｌＱ１ｌＱ２ＩＱ３ＩＱ４ＩＱ１ＩＱ２ＩＱ３ＩＱ４ＩＱ１ｌＱ２ｌＱ３ＩＱ４ｌＱ１ＩＱ２ｌＱ３ＩＱ４
ＬＴＥＳｔａｇｅ
甲一ｉ幽｛
。‘’．２．２技术规范ＴＳ３６．３００完成Ｒ８ＬＴＥ规范完成ＬＴＥ的目标是通过对现有的３ＧＰＰ无线技术进行演进，以实现降低时延，提高用户的数据速率，增大系统容量和覆盖范围等演进目标。具体演进的目标包括有【７】：（１）增加峰值速率，如在２０ＭＨｚ带宽上达到１００Ｍｂｐｓ的下行峰值速率（５ｂｉＶｓ／Ｈｚ）、５０Ｍｂｐｓ的上行峰值速率（２．５ｂｉＶｓ／Ｈｚ）；频谱利用率为ＨＳＰＡ
第一章绪论
（ＨｉｇｈＳｐｅｅｄＰａｃｋｅｔＡｃｃｅｓｓ）的２￣４倍。
（２）在保持现有基站位置不变的同时提高小区边缘数据传输速率，改善用户在
小区边缘的服务质量；
（３）减少无线接入网的延迟，用户平面内部单向延迟小于５ｍｓ，控制面延迟不
超过１００ｍｓ，以增强对实时业务的支持；
（４）支持１．４ＭＨｚ、３．０ＭＨｚ、５ＭＨｚ、１０ＭＨｚ、１５ＭＨｚ和２０ＭＨｚ的灵活带宽
设置，尽可能支持对称和非对称频谱的使用。
（５）支持增强型多媒体广播多播业务（ＥｖｏｌｖｅｄＭｕｌｔｉｍｅｄｉａＢｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ／Ｍｕｌｔｉ－
ｃａｓｔＳｅｒｖｉｃｅ，Ｅ—ＭＢＭＳ）；
（６）优化低速率１５ｋｒｎ／ｈ下的系统性能，能为１５～１２０ｋｍ／ｈ的移动用户提供高性
能的服务，可以支持１２０－３５０ｋｍ／ｈ的用户；
（７）支持与现有的第三代移动通信系统和其他通信系统进行互通等。
１．２．３基本传输方案
在传输方案的征集中，３ＧＰＰＲＡＮ（ＲａｄｉｏＡｃｃｅｓｓＮｅｔｗｏｒｋ）工作组选定了六种传输方案【引，分别为：
（１）频分双工（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ
分多址（ＳｉｎｇｌｅＤｉｖｉｓｉｏｎＤｕｐｌｅｘ，ＦＤＤ）方式，上行链路采用单载波频ＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ，ＳＣ—ＦＤＭＡ），下行
ＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ，ＣａｒｔｉｅｒＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎ链路采用正交频分多址（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ
ＯＦＤＭＡ）。ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎ
（２）ＦＤＤ方式，上行链路采用ＯＦＤＭＡ、下行链路也采用ＯＦＤＭＡｉ９１。
（３）ＦＤＤ方式，上、下行链路均采用多载波宽带码分多址（Ｍｕｌｔｉ—ｃａｒｒｉｅｒ
ＷＣＤＭＡ，ＭＣ—ＷＣＤＭＡ）。
（４）时分双Ｉ（ＴｉｍｅＤｉｖｉｓｉｏｎＤｕｐｌｅｘ，ＴＤＤ）方式，上、下行链路均采用多载波时
分同步码分多址（Ｍｕｌｔｉ．ｃａｒｒｉｅｒＴＤ．ＳＣＤＭＡ，ＭＣ．ＴＤ．ＳＣＤＭＡ）［１０ｌ。
（５）ＴＤＤ方式，上、下行链路均采用ＯＦＤＭＡ。
（６）ＴＤＤ方式，上行链路采用ＳＣ—ＦＤＭＡ，下行链路采用ＯＦＤＭＡ。
以上各种技术都各有优缺点。在２００５年１２月召开的３ＧＰＰＲＡＮ第３０次全会．气．
电子科技大学硕士学位论文
上，３ＧＰＰ选定ＯＦＤＭＡ作为ＬＴＥ下行基本传输技术，选定ＳＣ．ＦＤＭＡ作为ＬＴＥ上行基本传输技术。
１．３论文结构及内容安排
本章首先介绍了ＬＴＥ的立项背景、要求达到的主要演进目标和提出过的六种物理层传输方案，为本文的研究奠定了基础。
第二章介绍了ＬＴＥ下行采用的ＯＦＤＭ的基本原理，以及ＯＦＤＭ循环前缀长度和子载波间隔的选取。结合ＬＴＥ的帧结构阐述了ＬＴＥ独特的基于资源块（ＲｅｓｏｕｒｃｅＢｌｏｃｋ，ＲＢ）的时频资源分配方式。然后详细分析了ＬＴＥ下行ＯＦＤＭ参考信号图案，并通过仿真验证了参考信号图案的合理性。
第三章介绍了ＬＴＥ下行又一关键技术，ＭＩＭＯ技术。首先概述了ＭＩＭＯ．ＯＦＤＭ的基本原理和ＬＴＥ下行信号处理流程。随后介绍了ＬＴＥ中采用的各种空间分集技术，并结合仿真说明了这些空间分集技术对比特误码率的改善。然后结合计算机仿真验证了在空间复用模式下采用线性预编码这一闭环ＭＩＭＯ技术能够有效改善ＢＥＲ性能。最后介绍了以各天线之间频分为基础的ＭＩＭＯ参考信号图案，并详细分析了适合线性预编码技术的ＵＥ专用参考信号图案。
第四章分析了Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ在ＬＴＥ中应用的优势与技术挑战，并介绍了ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ的网络结构。针对ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ时间同步这个技术难题，在阐述精确时间同步协议的基础上对该协议在ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ系统中的应用进行了分析。然后，针对Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ的应用场景，传统的波束形成技术由于集中式天线阵列与目标用户在地理位置上呈点到点的线型拓扑结构，通常在空间中的方向图是纺锤形，本文提出了一种协同分布式结构下的波束形成技术。
最后一章是对全文的总结，陈述了本论文所涉及工作的主要内容与贡献，并指出了继续进行的相关研究工作和未来可能的研究方向。．４．
第二章Ｕ’Ｅ下行ＯＦＤＭ技术
第二章ＬＴＥ下行ＯＦＤＭ技术
２．１引言
为了能和可以支持２０ＭＨｚ带宽的ＷｉＭＡＸ技术相抗衡，ＬＴＥ将最大系统带宽扩展到２０ＭＨｚ。由于码分多址技术在实现５ＭＨｚ以上大带宽时复杂度过高等原因，３ＧＰＰ决定ＬＴＥ下行采用ＯＦＤＭＡ作为其多址方式【ＩＩ】，【１２Ｊ。
本章的内容安排如下：首先，介绍了ＯＦＤＭ的基本原理，并分析了ＬＴＥ下行ＯＦＤＭ调制的参数配置；然后，结合ＬＴＥ的帧结构阐述了ＬＴＥ独特的下行时频资源分配方式；接下来，详细分析了ＬＴＥ下行参考信号图案，并通过计算机仿真验证了参考信号图案的合理性；最后，是本章的小结。
２．２０ＦＤＭ
ＯＦＤＭ的提出已有近４０年的历史，第一个实际应用是军用的无线高频通信链路，但由于当时数字信号处３里（ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，ＤＳＰ）技术的限制，并未得到广泛应用。近年来，由于数字信号处理技术的飞速发展，ＯＦＤＭ作为一种可以有效对抗符号间干扰的高速传输技术，引起了广泛关注。ＯＦＤＭ技术已经在数字
ＡｕｄｉｏＢｒｏａｄｃａｓｔ，ＤＡＢ）、数字视频广播（ＤｉｇｉｔａｌＶｉｄｅｏＢｒｏａｄｃａｓｔ。
ＬｏｃａｌＮｅｔｗｏｒｋ，ＷＥＡＮ）以及有
Ｄｉｇｉｔａｌ
Ｌｏｏｐ，ＡＤＳＬ）ｑｂ得到了应用【１３Ｊ，ｌｌ制。
ＯＦＤＭ基本原理
ＯＦＤＭ的基本原理框图见图２．１。可以看出，ＯＦＤＭ是一种并行传输数据的技
ＤｉｓｃｒｅｔｅＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ，ＩＤＦＴ），形成数据流厂（，）：．５．音频广播（ＤｉｇｉｔａｌＤＶＢ）、基于ＩＥＥＥ８０２．１１标准的无线局域网（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ线电话网上基于现有双绞线的非对称数字用户线环路（ＡｓｙｍｍｅｔｒｉｃａｌＳｕｂｓｃｒｉｂｅｒ２．２．１术，它将高速串行数据串并变换为低速并行数据，用多个正交的载波构成子信道分别调制并行数据。由于子载波间是正交的，各子信道的频谱之间可以有交叠而不会产生相互干扰。需发射的原始数据６（ｆ）经过变换成多路信号以（ｆ），然后经过逆离散傅立叶变换（Ｉｌｌｖｅｒｓｅ
电子科技大学硕士学位论文
托）＝万１Ｍ刍－１删扩删
去
掉
循
环
刚（２－１）其中，Ｍ表示子载波的个数，矽为子载波间距。ｄｊ（。ＬＩＩＬ，夕（ｒ）畋（ｒＬｏ１■●，ｒ●●并审
缀瓦（ｒ）转换
图２—１ＯＦＤＭ基本原理图
为了消除多径传输引起的符号间干扰，一般在ＩＤＦＴ后加上循环前缀（ＣｙｃｌｅＰｒｅｆｉｘ，ｃＰ）。加上循环前缀后的信号经过Ｄ／Ａ变换，然后经过信道传输后送给接收机。接收机先将接收到的信号经过Ａ／Ｄ采样后，进行频率和时间同步。经过同步后的信号去掉保护前缀后，进行离散傅立叶变换（ＤｉｓｃｒｅｔｅＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ，ＤＦＴ），然后将经过ＤＦＴ后的信号并串变换后恢复出发送的原始信息ｂ（ｔ）。
ＯＦＤＭ技术在众多商用化的系统中扮演了重要的角色，也已经越来越得到人们的关注。总体而言，ＯＦＤＭ系统主要具有以下优点：
（１）通过把高速率数据流进行串并转换，使得每个子载波上的数据符号持续长
度相对增加，从而有效地减少由于无线信道的时间弥散所带来的符号间干
扰（Ｉｎｔｅｒ－ｓｙｍｂｏｌＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ，ＩＳＩ），进而减小了接收机内均衡器的复杂度，
有时甚至可以不采用均衡器，而仅仅通过插入循环前缀的方法消除ＩＳＩ的
不利影响。
（２）传统的频分多路传输方法是将频带分为若干个不相交的子频带来并行传
输数据流，各个子信道之间要保留足够的保护带宽。而ＯＦＤＭ系统由于各个子载波之间存在正交性，允许子信道的频谱相互重叠，因此与常规的频分复用系统相比，ＯＦＤＭ系统可以最大限度地利用频谱资源。当子载波
个数很大时，系统的频谱利用率趋于２Ｂａｕｄ／Ｈｚ。
（３）各个子信道中的这种正交调制和解调可以采用ＩＤＦＴ和ＤＦＴ方法来实现。
在子载波数很大的系统中，还可以采用逆快速傅立叶变换（Ｉｎｖｅｒｓｅ
ＦｏｕｒｉｅｒＦａｓｔＴｒａｎｓｆｏｒｎｌ，ＩＦＦＴ）和快速傅立叶变换（ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ，ＦＦＴ）来．６．
第二章ＬＴＥ下行ＯＦＤＭ技术
实现。随着大规模集成电路（ＶｅｒｙＬａｒｇｅＳｃａｌｅＩｍｅｇｒａｔｉｏｎ，ＶＬＳＩ）技术与ＤＳＰ
技术的发展，ＦＦＴ和ＩＦＦＴ的实现也相对更加容易。
（４）一般来说，无线数据业务都存在非对称性，即下行链路中传输的数据量远
大于上行链路中的数据传输量。无论从用户数据业务的使用需求，还是从移动通信系统自身的要求考虑，都希望物理层支持非对称高速数据传输，
而ＯＦＤＭ系统可以很容易地通过使用不同数量的子信道来实现上行和下行链路中不同的传输速率。
（５）由于无线信道存在频率选择性，所有的子载波都同时处于深衰落的情况不
易发生，因此可以通过动态比特分配以及动态子信道分配的方法，充分利
用信噪比较高的子信道，从而提高系统的性能。而且对于多用户系统来说，
对一个用户不适用的子信道对其他用户来说可能是性能比较好的子信道，
因此除非一个子信道对所有用户来说都不适用，该子信道才会被关闭。
（６）ＯＦＤＭ系统容易与其他多种接入方法结合使用，如多载波码分多址
（Ｍｕｌｔｉ－ｃａｒｒｉｅｒＣＤＭＡ，ＭＣ?ＣＤＭＡ）、跳频ＯＦＤＭ（ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＨｏｐｐｉｎｇＯＦＤＭ，ＦＨ．ＯＦＤＭ）等，使多个用户可以同时利用ＯＦＤＭ技术进行信息的传递。
由于ＯＦＤＭ系统内存在多个正交的子载波，而且输出信号是多个子信道信号的叠加，因此与单载波系统相比，ＯＦＤＭ系统存在易受频率偏移影响、较高的峰均功率比以及载波间干扰（Ｉｎｔｅｒ－ｃａｒｒｉｅｒＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ．ＩＣＩ）等缺点。
２．２．２ＯＦＤＭ参数设计
由２．２．１小节的分析可知，ＯＦＤＭ作为一种无线传输技术，需要合理设计以下三个参数：
（１）循环前缀长度乃；
（２）子载波间隔鲈；
（３）子载波数Ｍ。
２．２．２．１循环前缀长度
如２．２．１小节所述，为了消除多径传输引起的符号间干扰，一般在ＩＤＦＴ后加上循环前缀。当多径时延超出循环前缀长度时，超出循环前缀部分的多径分量将对下一个ＯＦＤＭ符号形成干扰，这种干扰经过ＤＦＴ变换后等效为破坏子载波间的．７．
电子科技大学硕士学位论文
正交性，形成载波间干扰。但是，一味的增加循环前缀的长度不仅会造成频谱效率的降低，而且由于插入循环前缀带来的功率损失的影响可能比多径延迟带来的影响更大。
通过对多径时延扩展的仿真，可以对不同循环前缀长度值的系统的频谱效率进行评估。评估发现，对于典型小区半径的单播系统，当循环前缀长度为３～５岭时，就能够实现系统频谱效率的最大化；而当循环前缀长度小于３ｐｓ或大于５肛ｓ时，系统频谱效率都有所降低【５】ｏ
除此之外，由于ＯＦＤＭ带外衰减较慢以及ＰＡＰＲ较高的原因，一般会在时域进行加窗处理，以加快带外衰减和有效抑制ＰＡＰＲ，但时域加窗需要额外增加１雎ｓ的循环前缀长度。将以上分析结论和ＯＦＤＭ／ＳＣ．ＦＤＭＡ符号长度、时隙长度加在一起综合考虑，ＬＴＥ最终确定常规ＣＰ（ＮｏｒｍａｌＣＰ）基本长度为４．６８７５ｌａＳ，一个子帧的７个符号中，第一个符号的ＣＰ长度为５．２０８ｌｘｓ，后６个符号的ＣＰ长度均为４．６８７５ｌｘｓ。
ＬＴＥ除了支持常规小区单播外，还要支持大小区单播以及演进型多媒体广播／组播业务（ＥｖｏｌｖｅｄＭｕｌｔｉｍｅｄｉａＢｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ／ＭｕｌｔｉｃａｓｔＳｅｒｖｉｃｅ，Ｅ－ＭＢＭＳ）ｔ７１。通过仿真研究以及综合考虑采用中继技术或直放站可能带来的额外延迟等因素，ＬＴＥ决定在常规ＣＰ之外再增加一个扩展ＣＰ（ＥｘｔｅｎｄｅｄｃＰ）选项，长度为１６．６７峪，以支持大小区单播和混合载波ＭＢＭＳ业务。另外，对于独立载波ＭＢＭＳ系统，由于符号长度为单播、混合载波ＭＢＭＳ系统的两倍（参见２．４．３节），因此ＣＰ的长度进一步延长为３３．３３岬。
综上所述，ＬＴＥ下行三种ＯＦＤＭ符号结构如图２．２所示。
４．６８７５ｐ略６６．６７１ａｓ
常规ＣＰ＋常规符号
（常规小区单播）扩展ＣＰ＋常规符号（大小区单播或混合载波ＭＢＭＳ）扩展ＣＰ＋独立载波ＭＢＭＳ符号（独立载波ＭＢＭＳ）
ＣＰ
■●■■搿号
几Ｕ图勉：ＬＴＥ下行ＯＦＤＭ采用的３种循环前缀结构
－８一
第二章ＬＴＥ下行ＯＦＤＭ技术
２．２．２．２子载波间隔
在ＯＦＤＭ系统中，除了考虑ＣＰ的参数选择外，还要考虑另一个重要参数，子载波间隔。一方面，在一定的ＣＰ长度下，子载波间隔应尽可能小，这样可以减小ＣＰ带来的频谱效率损失：另一方面，子载波间隔过小会增加ＯＦＤＭ对多普勒频移以及其他频率不稳定因素对系统性能的影响。其中，多普勒频移是确定子载波间隔的主要考虑因素。
由于ＬＴＥ需要支持３５０ｋｍ／ｈ的移动用户，根据现有的频谱分配策略，不妨假设ＬＴＥ工作在２ＧＨｚ频段【１５】，【１６１，那么会导致约６４８Ｈｚ的多普勒频移。与此同时，为了实现频谱利用率的提高，ＬＴＥ采用了高阶调制，上百赫兹的多普勒频移会严重影响高阶调制的解调带。因此，选择一个合适的子载波间隔使得在低速环境下，能够具有较好的系统性能，在高速环境下，系统性能也只有轻微下降。
研究表明，在高速移动情况下，只要子载波间隔大于１ｌｋＨｚ，多普勒频移就不会造成严重的性能下降。同时为了节约开发成本，ＬＴＥ系统最好与Ｅ—ＵＴＲＡ系统和ＵＴＲＡ系统具有相同的码片速率，所以ＬＴＥ最终决定在单播系统中采用１５ｋＨｚ的子载波间隔，相应的符号长度为６６．６７呻。针对独立载波ＭＢＭＳ业务的典型应用场景为低速率移动，多普勒频移较小，因此采用更小的子载波间隔７．５ｋＨｚ。
综上所述，ＬＴＥ下行ＯＦＤＭ参数列于表２－１中。
表２．１
配置ＯＦＤＭ参数配置循环前缀长度（正）
１６０ｌ＝０
常规ＣＰＡｆ＝１５ｋＨｚ１４４，＝１，２，…，６
Ｚ＝０，ｌ，…，５
Ｚ＝０，１，２Ａｆ＝１５ｋＨｚ５１２１０２４扩展ＣＰＡｆ＝７．５ｋＨｚ
其中，Ⅳ为子载波间隔，，为一个时隙内的ＯＦＤＭ符号序号（参见２．３．２节），Ｉ＝１／（１５０００ｘ２０４８）ｓ。
２．２．２．３子载波数
ＬＴＥ下行传输带宽为ＯＦＤＭ子载波数Ｍ与子载波间隔鲈的乘积，即为Ｍ．△厂。由于ＯＦＤＭ信号的带外衰减缓慢，需要预留足够空白子载波作为保护带宽。ＬＴＥ下行传输带宽与保护带宽构成了ＬＴＥ下行信道带宽，如图２－３所示。图．９．
电子科技大学硕士学位论文
中每个资源块代表１２个ＯＦＤＭ子载波。
在ＬＴＥ的早期研究中５ＭＨｚ以下的信道带宽配置包括１．２５ＭＨｚ、１．６ＭＨｚ和２．５ＭＨｚ，后续的研究表明１．２５ＭＨｚ和２．５ＭＨｚ的带宽配置没有足够的空白子载波
以抑制系统对相邻载波内的干扰，因此分别扩展到１．４ＭＨｚ和３．０ＭＨｚ，以进一步减小带外干扰。ＬＴＥ下行信道带宽、ＯＦＤＭ采样频率、子载波数等参数列于表２－２。
ｌｕｑＩｌ
信道带宽（ＭＨｚ）
、
，ｒ
Ｉ，‘：
奈Ｉ
霹！降Ｉ
黪Ｉ
…●●●－●－●●●－●－●●－－－－…－●●●●●…●●●●●●●●●－－－●－●－●●●●●●●●４
●………●－●…●…●－－
：
ｆ
；资
源块
ｊ｛；
：
！赢
Ｉ磷ｌ醋
ｌ
ｉＩ；Ｉ；ｌｊ
ｉ辩
Ｉ
｛Ｉ
；、
一
Ｉ
、?．．．－
．．．??’
ｋ
吉ａ曾，—【？符、
图２．３ＬＴＥ下行传输带宽与信道带宽的关系表２．２
ＬＴＥ下行传输方案参数表
３ＭＨＺ
５ＭＨＺ
１ｍｓ１５ｌｄ｛Ｚ
信道带宽子帧周期子载波间隔采样频率ＩＦＦＴ大小资源块数子载波数
１．４ＭＨｚ１０ＭＨＺ１５ＭＨｚ２０ＭＨＺ
１．９２ＭＨＺ
１２８６７３
３．８４ⅣⅡ＿ｌｚ
２５６１５１８１
７．６８ＭＨｚ
５１２２５３０１
１５．３６Ｍ聃ｚ
１０２４５０６０１
２３．０４～Ⅱ｛Ｚ
１５３６７５９０１
３０．７２Ｍ［ＨＺ
２０４８１００１２０ｌ
２．３ｏＦＤⅣＬ气
由于下行采用ＯＦＤＭＡ作为其多址方式，这就决定了ＬＴＥ的资源映射方式与基于ＣＤＭＡ的３Ｇ系统有本质区别。ＬＴＥ系统不再使用３Ｇ系统中使用的“专用信道”传输数据，而代之以“共享信道＂，即不再为特定用户长时间保留固定的资源，而是将用户的数据都分割成小“块”，然后依赖高效的调度机制将来自多个用户的“数据块＂复用在一个共享的大的数据信道中。这种方式可以更好地适应具有“突发”特性的数据业务的传输。
．１０．
第二章ＬＴＥ下行ＯＦＤＭ技术
２．３．１ＬＴＥ帧结构
ＬＴＥ支持两种类型的无线帧结构，即适用于ＦＤＤ模式的类型１（Ｔｙｐｅ１）和适用于ＴＤＤ模式的类型２（Ｔｙｐｅ２）。
帧结构类型１的结构如图２４所示，每一个无线帧长度为１０ｍｓ，由２０个时隙构成，每一个时隙的长度为乙＝１５３６０ｘＴｓ＝０．５ｍｓ。这些时隙分别编号为０～１９。一个子帧定义为两个相邻的时隙，其中第ｆ个子帧由第２ｆ个和２ｉ＋１个时隙构成。
．一个无线帧，弓＝３０７２００×Ｉ一０ｍｓ．
１时隙１８
ｌ时隙１９
图２．４ＬＴＥ帧结构类型１
对于ＦＤＤ，在每一个１０ｍｓ中，有１０个子帧可以用于下行传输，并且有１０个子帧用于上行传输。上下行传输在频域上进行分开。
一个无线帧，
ＤｗＰＴＳＧＰＵｐＰＴＳＤｗＰＴＳＧＰＵｐＰＴＳ
图２－５ＬＴＥ帧结构类型２（５ｍｓ切换周期）
帧结构类型２的结构如图２．５所示，每一个无线帧由两个半帧构成，每一个半帧长度为５ｍｓ。每个半帧由４个常规子帧和一个特殊子帧构成。一个常规子帧包含两个时隙，每个时隙长度为Ｏ．５ｍｓ。特殊子帧由下行导频时隙（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ
Ｓｌｏｔ，ＤｗＰＴＳ）、保护时隙（ＧｕａｒｄＰｅｒｉｏｄ，ＧＰ）和上行导频时隙（Ｕｐｌｉｎｋ
－ｌ１．ＰｉｌｏｔＴｉｍｅＰｉｌｏｔＴｉｍｅＳｌｏｔ，
电子科技大学硕士学位论文
ＵｐＰＴＳ）三个特殊时隙构成，ＤｗＰＴＳ和ＵｐＰＴＳ的长度是可配置的，但ＤｗＰＴＳ、ＧＰ以及ＵｐＰＴＳ的总长度等于ｌｍｓ。半帧Ｏ的特殊子帧总是作为特殊子帧使用，而半帧１的特殊子帧则是在表２．３所列的配置０、１、２和６中才作为特殊子帧使用。
对于ＴＤＤ，ＬＴＥ支持５ｍｓ和１０ｍｓ的上下行切换周期。具体的子帧切换配置
见表２．３，其中Ｄ表示用于下行传输的子帧，Ｕ表示用于上行传输的子帧，Ｓ表示特殊子帧。
子帧Ｏ、子帧５和ＤｗＰＴＳ总是预留为下行传输。在５ｍｓ切换周期模式下，ＵｐＰＴＳ
和紧跟特殊子帧的子帧２、子帧７预留为上行传输。在１０ｍｓ切换周期模式下，ＤｗＰＴＳ在两个半帧中都存在，但是ＧＰ和ＵｐＰＴＳ只在第一个半帧中存在，在第二
个半帧中的ＤｗＰＴＳ长度为ｌｍｓ。ＵｐＰＴＳ和子帧２预留为上行传输，子帧７到子帧
９预留为下行传输。
表２．３
配置
Ｏ１２３４５６
ＬＴＥ
ＴＤＤ模式上下行子帧切换点配置
子帧序号
切换周期
Ｏ
）ｍＳ，ｍＳ３ｍｓ１０ｍｓ１０ｍｓ１０ｍｓ５ｍｓ
ＤＤＤＤＤＤＤ
１ＳＳＳＳＳＳＳ
２ＵＵＵＵＵＵＵ
３ＵＵＤＵＵＤＵ
４ＵＤＤＵＤＤＵ
５ＤＤＤＤＤＤＤ
６ＳＳＳＤＤＤＳ
７ＵＵＵＤＤＤＵ
８ＵＵＤＤＤＤＵ
９ＵＤＤＤＤＤＤ
２．３．２物理资源块
如图２－４所示，ＬＴＥＦＤＤ的一个帧长度为１０ｍｓ，被等分为１０个子帧，每个
子帧的长度为ｌｍｓ，其中每个子帧又被分为两个时隙，每个时隙长度为０．５ｍｓ。一个时隙中传输的信号可以用一个资源栅格（ＲｅｓｏｕｒｃｅＧｒｉｄ）来描述，其大小为
中的下行传输带宽配置，并且满足：蜡，ＤＬ≤磕≤矿，其中墙，ＤＥ＝６，并
且川警’ＤＬ＝１１０是下行传输的最小和最大带宽。
磕硭个子载波和州‰个ＯＦＤＭ符号，如图２－６所示。磕的大小取决于小区
资源栅格中的最小单元为资源粒子（ＲｅｓｏｕｒｃｅＥｌｅｍｅｎｔ，ＲＥ），它也是下行传输使
用的最小资源单元，用唯一的序号（七，，）来进行定义，其中ｋ＝ｏ，…，憾硭一ｌ，
．１２．
第二章ＬＴＥ下行ＯＦＤＭ技术
ｋｏ，…，州‰一１，分别为频域和时域序号。ＲＥ（七，，）对应的一个复数吼』。
一个下行时隙ｌｌｍ＝０．５ｍｓ
蛸
辐
ｍ
∞
警
×
若复
乏
ｚ＝０，＝砧一１
图２石ＬＴＥ下行资源栅格．１３．
电子科技大学硕士学位论文
在ＲＥ基础上，还定义了物理资源块（ＰｈｙｓｉｃａｌＲｅｓｏｕｒｃｅＢｌｏｃｋ，ＰＲＢ）概念。一个ＰＲＢ由磕ｂ个在时域上连续的ＯＦＤＭ符号以及硭个在频域上连续的子载波构成。这样一个下行资源块包含艨。×硭个ＲＥ，在时域上对应于一个时隙，在频域上对应于１８０ｋＨｚ。
一个时隙包含的ＯＦＤＭ符号个数和每个ＰＲＢ包含的子载波数醒Ｂ取决于ｃＰ长度和子载波间隔，如表２．４所示。
表２．４ＬＴＥ下行物理资源块参数配置表
配置Ｎ警峨。
常规ＣＰＡｆ＝１５ｋＨｚ７
１２
鹭＝１５ｋＨｚ６
扩展ＣＰ
Ａｆ＝７．５ｋＨｚ２４３
２．３．３资源映射
ＬＴＥ下行支持集中式（Ｌｏｃａｌｉｚｅｄ）和分布式（Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ）两种资源映射方式。如图２．７所示，Ｌｏｃａｌｉｚｅｄ分配方式将若干连续物理资源块分配给一个用户，这种方式下系统可以通过频域调度选择较优的物理资源块组进行传输，从而获得频域上的调度增益和时域上的多用户分集增益。另外，集中式也可以降低信道估计的难度。但这种方式获得的频率分集增益较小，用户平均性能差。Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ分配方式将分配给一个用户的物理资源块组分散到整个系统带宽，从而获得频率分集增益。但这种方式下信道估计较为复杂，也无法采用频域调度。两种方法各有优劣，应根据实际情况选择使用。
用户１甩户１
，－—弋，—▲、，—‘、——◆一—◆…一◆再户２忍户３霭户２用户３
ＬＪＬＪＬＪＬＪ‘ｔｔｔｔｔ，”。Ｉ▲
：ｔｔ专
ＩｌＩＩｌ；；；：：
：Ｉｌ：
ＩｌＩＩｌｉ；ｉ：
：Ｉｌｉ
ＩＩＩＩｌ；；；：
：Ｉｌ：
●
Ｌｏｃａｌｉｚｅｄ资源分配方式６妻三雌～”ｈｈ且喷”¨¨¨一缃十●一酉”：且防式
图２．７ＬＴＥ下行两种资源映射方式
－１４－
第二章ＬＴＥ下行ＯＦＤＭ技术
２．４ＬＴＥ下行参考信号
ＬＴＥ中的参考信号（ＲｅｆｅｒｅｎｃｅＳｉｇｎａｌ，ＲＳ），就是常说的“导频＂信号，是由发射端提供给接收端用于信道估计或信道探测的一种已知信号。
２．４．１ＯＦＤＭ信道估计
图２－８是ＯＦＤＭ系统的基带等效模型，由ＤＦＴ／ＩＤＦＴ、Ｄ／Ａ、Ａ／Ｄ、信道和加性噪声等模块组成。发送序列为Ｘ＝［托，五，…，％一。ｒ，接收端所接收到的信号为Ｙ＝［磊，Ｋ，…，％一，】。，刀（ｆ）是复高斯白噪声，信道的脉冲响应办（ｆ）可表述为一个时限脉冲序列，即
办（ｆ）＝∑％万（ｆ一％）＝∑％万（ｆ一乙瓦）（２．２）
其中口。为每条径复的衰减系数，ｌ＂ｍ＝乙瓦为每条径的时延（满足ｏ≤％≤Ｉ，Ｉ为循环前缀的长度）。
狲Ｈ蚕
图２—８ＯＦＤＭ系统基带等效模型蠢№Ｆ．Ｋｉ㈧％一。
该系统可通过Ｍ点的ＤＦＴ变换来建模
Ｙ＝。ＦＬ（Ｉ。ＦＬ（ｘ）。面ｈ＋盂）
冲响应办（ｆ）采样的结果（２－３）其中，ＤＦＴＭ（?）表示Ｍ点ＤＦＴ变换，ＩＤＦＴＭ（?）表示Ｍ点ＩＤＦＴ变换。式中二＝［磊，羁，…，礼一ｌ】是复高斯白噪声向量，ｈ＝【％，啊，…，％一，ｒ，其中嘎是对信道脉
驴击ｐ焉∽旷帆’《南
式（２?３）中的系统也可以通过一组Ｎ个并行互相独立的信道来描述，即（２—４）妖＝％五＋魄，ｋ＝０，１，…，Ｍ－１（２—５）
电子科技大学硕士学位论文
式（２．５）中风为第ｋ个子载波上的信道频率响应，并且Ｈ＝【风，ｑ，…，巩一。】２＝ＤＦＴＭ（ｈ）；仇为第七个子载波上的噪声，其方差为西，并且ｎ＝［‰，％，…，％一，ｒ＝ＤＦＴＭ（二）。式（２．５）所描述的系统如图２－９所示。
为了方便起见，将式（２—５）改写成矩阵的表示形式
Ｙ＝一ＸＦｈ＋ｎ（２．６）
式中叉为对角矩阵，其对角线Ｅ的元素为Ｘ，Ｆ为ＤＦＴ矩阵
Ｆ＝捌ｐ７，
其中哪＝专Ｐ。Ⅳ。ｑ‘
Ｎ
从上面的分析可以看出，为了解调发射的信号五，需要对ＯＦＤＭ解调之后的信号乘以也的共轭（－－进制相移键控调制），因此需要估计频域的抽头系数风，Ｈ１，…％一。。信道频域抽头系数的估计可以首先估计信道的时域响应，然后再得到吼：然而，也可以直接估计信道的频域响应。这可以通过插入参考信号完成。利用参考信号可以估计参考信号位置上的信道响应，同时参考信号在时频上应有足够的密度，可以在比较高的频率选择性和时间选择性的时候有效的跟踪信道的变化，完成对整个时频网格的信道估计。
风‰
●?巩一１
Ｘｕ～●?●％一｝?％一，
ＯＦＤＭ系统描述为一组并行高斯信道图２．９
如何选择参考信号的设置方式对于信道估计的性能将会有非常大的影响。这．１６．
第二章Ｕ’Ｅ下行ＯＦＤＭ技术
其中包括参考信号的插入密度（即按多少的比例在数据流中插入参考信号）、参考信号的图案（即按怎样的规律插入参考信号）等等。将参考信号插入数据流的方法各有不同，不同的参考信号图案在数据效率相同的情况下，即使采用相同的算法仍有不同的性能表现，所以就有必要对不同的参考信号图案进行比较，以选用一种比较好的参考信号图案，在提高有效数据利用率的同时又能保持较好的信道估计性能。
目前，使用比较普遍的频域参考信号图案主要有梅花状参考信号和梳妆参考信号。在梅花状参考信号图案的插入方法中，每个ＯＦＤＭ符号的参考信号插入位置作相对平移，只有相隔一定距离的ＯＦＤＭ符号的参考信号插入位置才是相同的，如图２．１０所示，而梳妆参考信号图案的插入方法比较简单，每个ＯＦＤＭ符号的参考信号插入法都是相同的，形成一个梳妆，如图２一１１所示。
图２．１０梅花状参考信号图案
图２．１１梳妆参考信号图案
对于采用梅花状参考信号图案的信道估计，首先在频率（时间）方向上对不同的参考信号信号估计出来的信道响应值进行内插；第二步在时间（频率）方向上再次进行内插，这样最后可以得到完整的信道响应。而对于采用梳妆参考信号图案的信道估计来说，由于每个ＯＦＤＭ符号的参考信号插入方法都相同，所以就不需要在时间方向上进行内插，只需要在频率方向上对每个符号进行线性内插，这样就可以得到完整的信道响应。．１７．
电子科技大学硕士学位论文
２．４．２小区专用参考信号
小区专用参考信号序列乃，％（ｍ）定义为：
‰（聊）＝１－２．ｃ（２聊））＋，击（１－２．啦ｍ＋１）），聊＝ｏ，１，．．．，２嘴皿一１（２－８）其中，行。是一个无线帧中的时隙序号，，是一个时隙中的ＯＦＤＭ符号序号。长度为４川警皿的伪随机序列ｃ（Ｄ定义如下：
ｃ（，２）－－（ｘｌ（ｎ＋Ｎｃ）＋ｘ２（ｎ＋Ｎｃ．））ｍｏｄ２
ｘｌ（ｎ＋３１）＝（而（聆＋３）＋而（门））ｍｏｄ２
ｘ２（ｎ＋３１）－－（ｘ２（刀＋３）＋吃（，２＋２）＋吃（刀＋１）＋．磁（”））ｍｏｄ２
其中，（２－９）”＝０，１，…，４Ｎ苦’ＤＬ一１。第一个ｍ序列的初始值为而（０）＝１，而（，ｚ）－ｏ，以＝１，２，…，３０。第二个，，ｚ序列的初始值表示为ｑ响＝∑二ｘ：（ｆ）２’，这里
（２一ｌｏ）‰＝２１０?（７?（体＋１）＋，＋１）?（２?Ｕ，Ｃｅ，７＋１）＋２?．Ｎ，∞ｆｆ＋ⅣｃＰ
其中，昭１为物理层小区ＩＤ。针对常规ＣＰ，Ｎｃｒ，＝１；针对扩展ｃＰ，％２０。
Ｒ
口Ｒ
碧
螂
敝ＲＲ
／牛
●一／
Ｒ硝‘
ＲＲ
天线端１２１０
图２—１２小区专用参考信号图案（常规ｃＰ）
ＬＴＥ小区专用参考信号单天线参考信号结构如图２．１２所示，这些参考信号可以分为两列：第１参考信号和第２参考信号。第１参考信号位于每个时隙的第一个ＯＦＤＭ符号，第２参考信号位于每个时隙的倒数第３个ＯＦＤＭ符号。第１参考．１８—
第二章ＬＴＥ下行ＯＦＤＭ技术
信号位于第１个ＯＦＤＭ符号有助于下行控制信号尽早解调。每列参考信号在频域上间隔６个子载波；同时第１参考信号与第２参考信号在频域上也交叉了３个子载波。当然，上面所述是针对常规ＣＰ情况的示例，对于扩展ＣＰ情况，一个时隙内的符号数量为６，此时第２参考符号实际上位于第４而非第５个ＯＦＤＭ符号。
为了避免相邻小区间的参考信号碰撞，每个小区的参考信号图案在频域都有一个偏移值‰ｎ，ｖ＇ｓｈｉｌｔ＝Ⅳ掣ｍｏｄ６。图２－１２即为‰矗＝０时的ｄ，Ｎ专用参考信号图案ａ２．４．３组播／广播单频网参考信号
ＬＴＥ中ＭＢＭＳ可以通过单小区ＭＢＭＳ和多小区ＭＢＭＳ两种方式实现。在单小区ＭＢＭＳ实现方式下，信号的传输基本上与单播信号的传输一致，并不需要专门的传输信道，而是把ＭＢＭＳ业务信道映射到下行共享传输信道（ＤｏｗｎｌｉｎｋＣｈａｎｎｅｌ，ＤＬ．ＳＣＨ）上，通过下行共享传输信道传输即可１１引。
多小区ＭＢＭＳ系统的核心是基于单频网（ＳｉｎｇｌｅＦｒｅｑｕｅｎｃｙＳｈａｒｅｄＮｅｔｗｏｒｋ，ＳＦＮ）的下行宏分集软合并，因此多小区ＭＢＭＳ也称为组播／广播单频网（Ｍｕｌｔｉｃａｓｔ／ＢｒｏａｄｃａｓｔｏｖｅｒＳＦＮ，ＭＢＳＦＮ）。为了使ＵＥ能够合并多小区的信号，而不把其他小区的信号当做干扰，小区间要取得同步。这种同步是依靠ＯＦＤＭ的循环前缀来获得的，只要小区间的时延小于ＣＰ的长度，ＵＥ就会把其他小区的信号当做有用信号接收。为此，如２．２．２节所述，ＬＴＥ在常规ＣＰ的基础上增加了扩展ＣＰ，以利于多小区ＭＢＭＳ合并。多小区ＭＢＭＳ不再把ＭＢＭＳ业务信道映射到下行共享传输信道上，而是映射到专门的物理多播信道（ＰｈｙｓｉｃａｌＭｕｌｔｉｃａｓｔＣｈａｎｎｅｌ。ＰＭＣＨ）进行传输。
从频谱资源使用角度，ＭＢＳＦＮ信号可以和单播信号混在一个载波内传输，称为混合载波ＭＢＳＦＮ。也可以在单独的载波传输，称为独立载波ＭＢＳＦＮ。
混合载波ＭＢＳＦＮ可以采用频分复用（ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ，ＦＤＭ）或时分复用（ＴｉｍｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ，ＴＤＭ）的方式实现与单播数据的复用。ＴＤＭ方式下，系统将一个无线帧中某些子帧专门用于ＭＢＭＳ传输，其它子帧用于单播传输。ＦＤＭ方式下系统将某些频域资源用于ＭＢＭＳ传输，而将其他频域资源用于单播传输。由于ＴＤＭ方式具有降低ＵＥ接收时间、节省ＵＥ能耗等优点，ＬＴＥ决定采用ＴＤＭ方式实现混合载波ＭＢＭＳ和单播信号的复用，如图２．１３所示。．１９．
电子科技大学硕士学位论文
口单播数据＿ＭＢＭｓ数据
图２．１３混合载波ＭＢＭＳ与单播数据ＴＤＭ复用
ＭＢＳＦＮ参考信号序列ｒ／，ｎ，（ｍ）定义如下：
‰（肌）＝击２２（１－２＂ｃ（２聊））＋．，击（１＿２以２聊＋１）），聊＿ｏ，１，．．．，６曙观－１（２．１１）其中，刀。是一个无线帧中的时隙序号，，是一个时隙中的ＯＦＤＭ符号序号。伪随机序列“力定义参见２．４．２小节，此时
‰。＝２９?（７?（％＋１）＋，＋１）?（２?蜡洲＋１）＋蜡洲
其中，．Ⅳ乎８ＦＮ为ＭＢＳＦＮ区域ＩＤ。
兄
冠
见
兄兄咒（２—１２）
冗
尼咒
Ｒ
兄
兄
咒冗Ｒ
Ｒ
兄
，＝０，＝５，＝０兄，＝５
ｌ?堡垫堕堕－｝‘壹鏊堕堕－ｌ
天线端Ｈ４
图２．１４混合载波ＭＢＳＦＮ参考信号图案
ＭＢＳＦＮ系统多小区合并导致的信道多径数增加使得信道的频率选择性增强。．２０．
第二章ＬＴＥ下行ＯＦＤＭ技术
为了跟踪上信道的频率变化，ＲＳ在频域上的密度需要增加，否则不能跟踪上信道在频域的变化。基于上述考虑，混合载波ＭＢＳＦＮ采纳了图２．１４所示的参考信号结构。
图２．１４是与单播信号在时间上复用的混合载波ＭＢＳＦＮ的参考信号图案。独立载波ＭＢＳＦＮ的参考信号图案如图２．１５所示。
可以看出，由于子载波间隔变小，独立载波ＭＢＳＦＮ参考信号图案在频域上的插入密度减小；但由于一个ＯＦＤＭ符号时域长度的加长，为了使参考信号能够在时间上跟上信道的变化情况，参考信号时域密度增加。
兄
Ｒ
●
●
●●●●Ｒ共２４个子
载
波
咒
咒Ｒ
ｌ＝０，＝２１＝０，＝２
●｝－－—————?■—■?－－－－－－啼
天线端１２１４
图２．１５偶数时隙奇数时隙独立载波ＭＢＳＦＮ参考信号图案
２．４．４性能仿真与分析
本小节仿真的调制方式均为正交相移键控（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ，ＱＰＳＫ），非理想信道估计均采用最小均方（ＬｅａｓｔＳｑｕａｒｅ，ＬＳ）信道估计。ＬＳ信道估计就是从最小平方（１ｅａｓｔ．ｓｑｕａｒｅ）意义上得到的信道估计。考虑如图２—８所示的ＯＦＤＭ系统模型和式（２．６），对信道矩阵Ｈ基于最小平方准则的估计值为：
Ｊｏ、＿一一ｌ
ＩｌＬｓ＝Ｘ‘Ｙ（２—１３）
其次，本小节仿真的信道带宽均为１．４ＭＨｚ，其对应的ＯＦＤＭ参数配置如表２．５。．２１．
电子科技大学硕士学位论文
表２．５
应用场景常规小区单播大小区单播或混合载波ＭＢＳＦＮ
１．４ＭＨｚ信道带宽ＯＦＤＭ参数配置表
采样频率
’Ｔ．９２ＭＨｚ
子载波间隔
１５ＫＨｚ
ＩＦＦＴ点数
１２８
子载波数目
７３
ＣＰ长度４．６９岬５．２１岭
１５ＫＨｚ１．９２ＭＨｚ
１２８７３
１６．６７岬
图２．１６表示了常规小区单播系统采用图２．１２所示小区专用参考信号图案，在
３ＧＰＰ
ＥＰＡ（Ｅｘｔｅｎｄｅｄ
ＰｅｄｅｓｔｒｉａｎＡ
ｍｏｄｅｌ）ｌ＇鞘｜１６】（见表２－６）－Ｆ＂，多普勒频移为５Ｈｚ时，
ＥＰＡ信道参数表
平均功率（ｄＢ）
Ｏ．０．１．０—２．０．３．０－８．０．１７．２．２０．８
ＬＳ信道估计ＢＥＲ仿真曲线和理想信道估计ＢＥＲ仿真曲线。
表２．６
第，径
１２３４５６７
相对时延（ｎｓ）
０３０７０９０１１０１９０４１０
多普勒谱
ＣＬＡＳＳＣＬＡＳＳＣＬＡＳＳＣＬＡＳＳＣＬＡＳＳＣＬＡＳＳＣＬＡＳＳ
Ｅｂ｝Ｎｏ０ｄＢ）
图２．１６ＥＰＡ信道下多普勒频移为５Ｈｚ时常规小区单播系统ＢＥＲ仿真曲线
．２２．
第二章ＬＴＥ下行ＯＦＤＭ技术
从图２．１６可以看出，在ＢＥＲ为２×１０．３处ＬＳ信道估计只比理想信道估计的性能差ｌｄＢ，这说明小区专用参考信号图案能够在低速环境下跟踪上信道的频域、时域变化，为系统提供有效的信道估计性能。
根据目前ＬＴＥ的频谱分配【１７】，不妨假设工作频率为２ＧＨｚ。那么当ＵＥ的移动速度为２５０ｋｒｎ／ｈ时，多普勒频移为２２２Ｈｚ，当ＵＥ处于高速移动状态，速度为３５０ｋｍ／ｈ时，多普勒频移为６４８Ｈｚ。图２．１７表示了常规小区单播系统在３ＧＰＰＥＰＡ信道下多普勒频移兀分别为５Ｈｚ、２２２Ｈｚ和６４８Ｈｚ时的ＬＳ信道估计ＢＥＲ仿真曲线。从图中可以看出多普勒频移为２２２Ｈｚ时的ＢＥＲ仿真曲线与多普勒频移为５Ｈｚ的ＢＥＲ仿真曲线几乎重合。当多普勒频移进一步增大到６４８Ｈｚ，性噪比大于１５ｄＢ时系统性能开始变差。这是由于在低信噪比时，噪声是影响ＢＥＲ的主要因素，因此在低信噪比区域ＢＥＲ性能相差不大。而在高信噪比区，多普勒频移对子载波正交性的破坏引起的ＩＣＩ变为影响ＢＥＲ的主要因素。
图２．１７不同多普勒频移时常规小区单播系统ＬＳ信道估计ＢＥＲ仿真曲线
图２—１８表示了混合载波ＭＢＳＦＮ系统采用图２．１４所示混合载波ＭＢＳＦＮ的参考信号图案，在３ＧＰＰＥＴＵ（ＥｘｔｅｎｄｅｄＴｙｐｉｃａｌＵｒｂａｎｍｏｄｅｌ）ＮＪ道ｔ１６１（见表２．７）下，多普勒频移为５Ｈｚ时，ＬＳ信道估计ＢＥＲ仿真曲线和理想信道估计的ＢＥＲ仿真曲线。．２３．
电子科技大学硕士学位论文表２．７
第，径
ｌ２３４５６７８９
ＥＴＵ信道参数表
平均功率（ｄＢ）
．１．１．１Ｏ０Ｏ．３．５．７
相对时延（ｎｓ）
Ｏ５０１２０２００２３０５００１６００２３００５０００
多普勒谱
ＣＬＡＳＳＣＬＡＳＳＣＬＡＳＳＣＬＡＳＳＣＬＡＳＳＣＬＡＳＳＣＬＡＳＳＣＬＡＳＳＣＬＡＳＳ
丛图２．１８可以看出ＬＳ信道估计在低信噪比时与理想信道估计的性能几乎没有区别，在高信噪Ｉ：Ｌ（２０～２５ｄＢ）下，ＬＳ信道估计性能差ｌｄＢ左右，说明混合载波ＭＢＳＦＮ参考信号图案能够在低速状态下为系统提供良好的信道估计性能。
ＥｂｉＮｏＱｄＢｌ
图２．１８ＥＴＵ信道下多普勒频移为５Ｈｚ时混合载波ＭＢＳＦＮ系统ＢＥＲ曲线
图２—１９表示了混合载波ＭＢＳＦＮ系统在３ＧＰＰＥＴＵ信道下多普勒频移六分别
为５Ｈｚ、２２２Ｈｚ和６４８Ｈｚ时，ＬＳ信道估计的ＢＥＲ仿真曲线。
．２４．
第二章ＬＴＥ下行ＯＦＤＭ技术
图２．１９不同多普勒频移时混合载波ＭＢＳＦＮ系统Ｌｓ信道估计ＢＥＲ曲线
ＭＢＳＦＮ系统由于多小区合并多径扩展丰富造成信道频率选择性大，所以
ＭＢＳＦＮ参考信号在频域的密度加大。图２．２０为多普勒频移为５Ｈｚ时，采用小区专用参考信号图案的大小区单播系统与采用混合载波ＭＢＳＦＮ参考信号图案的混合载波ＭＢＳＦＮ系统在ＥＴＵ信道下ＬＳ信道估计的ＢＥＲ仿真曲线。
图２—２０大小区单播系统与混合载波ＭＢＳＦＮ系统ＬＳ信道估计ＢＥＲ曲线
从图２．２０可以看出由于ＥＴＵ信道频率选择性较大，小区专用参考信号图案已经不能跟踪到信道的变化，而混合载波ＭＢＳＦＮ参考信号图案则能跟踪上信道的变．２５．
电子科技大学硕士学位论文
化，为ＭＢＳＦＮ系统提供良好的信道估计性能。
２．５本章小结
本章２．２节首先介绍了ＯＦＤＭ的基本原理，然后详细分析了ＬＴＥ如何确定ＯＦＤＭ循环前缀长度和子载波间隔以满足单播业务和Ｅ．ＭＢＭＳ业务的需求。
２．３节介绍了ＬＴＥ的帧结构，并结合ＬＴＥ的帧结构详细阐述了ＬＴＥ基于资源块的独特的时频资源分配方式。
２．４节详细分析了ＬＴＥ小区专用参考信号图案和ＭＢＳＦＮ参考信号图案，并通过计算机仿真验证了参考信号图案的合理性。．２６．
第三章ＬＴＥ下行多天线技术
第三章ＬＴＥ下行多天线技术
３．１引言
为了实现增加峰值速率、提高系统容量等演进目标，ＬＴＥ下行支持多输入多输／出（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ
天线配置。ＩｎｐｕｔＭｕｌｔｉｐｌｅＯｕｔｐｕｔ，ＭＩＭＯ）技术。目前已确定下行采用２×２的基本天线配置。同时，为了进一步提高系统容量，ＬＴＥ下行支持最大４根发射天线的
本章的内容安排如下：首先，介绍了ＭＩＭＯ．ＯＦＤＭ的基本原理和ＬＴＥ下行信号处理流程，为本章的研究奠定了基础；其次，详细分析了ＬＴＥ采用的空间分集技术，并通过计算机仿真验证了这些分集技术对性能的改善；然后，分析了线性预编码这一闭环空间复用技术；接下来，介绍了ＬＴＥ下行多天线参考信号图案，并通过计算机仿真验证了参考信号图案的合理性。最后，是本章的小结。
３．２ＭＩＭＯ．ＯＦＤＭ概述
ＭＩＭＯ系统，该技术最早是由Ｍａｒｃｏｎｉ于１９０８年提出的，它利用多天线来抑制信道衰落。根据收发两端天线数量，相对于普通的单输入单输出（ＳｉｎｇｌｅＳｉｎｇｌｅＩｎｐｕｔＯｕｔｐｕｔ，ｓｉｓｏ）系统，ＭＩＭＯ还可以包括单输入多输出（Ｓｉｎｇｌｅ
ＳｉｎｇｌｅＩｎｐｕｔＭｕｌｔｉｐｌｅＯｕｔｐｕｔ，ＳＩＭＯ）系统和多输入单输出（ＭｕｌｔｉｐｌｅＩｎｐｕｔＯｕｔｐｕｔ，ＭＩＳＯ）系统。
ＭＩＭＯ技术可认为是一种新型的“智能天线”技术。但是它提供了阵列天线应用的新思路并更着重于空时联合处理。通过在接收端和发射端空时二维甚至空时频三维的联合设计和优化的编码、调制，ＭＩＭＯ系统能极大改善通信链路的容量和通信可靠性。传统智能天线系统中信号在向量信道中传输，而空时二维编码的ＭＩＭＯ系统中发射信号等效于在矩阵信道中传输。ＭＩＭＯ技术的一个鲜明特色在于它利用多径效应而不是试图对抗它。这里的多径效应在窄带系统中体现为具有不同空间角度的时间不可分辨的信号分量，而在宽带系统中则包括所有时间可分辨和不可分辨的信号分量。
从信息论的角度己经证明，ＭＩＭＯ系统可以提高无线通信系统的容量，并改善无线通信系统的性能【ｌ９】，【２０】。也就是说可以利用ＭＩＭＯ信道成倍地提高无线信道．２７．
电子科技大学硕士学位论文
容量，在不增加带宽和天线发射功率的情况下，频谱利用率可以成倍地提高。利用ＭＩＭＯ技术可以提高信道的容量，同时也可以提高信道的可靠性，降低误码率。前者是利用ＭＩＭＯ信道提供的空间复用增益，后者是利用ＭＩＭＯ信道提供的空间分集增益。
３．２．１ＭＩＭＯ—ＯＦＤＭ基本原理
ＭＩＭＯ技术的关键是有效避免天线之间的干扰（Ｉｎｔｅｒ－ａｎｔｅｎｎａＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ，ｔＡＩ），以区分多个并行数据流。显然，在平坦衰落信道中可以实现简单的ＭＩＭＯ接收。而在频率选择性信道中，由于ＩＡＩ和ＩＳＩ混合在一起，很难将ＭＩＭＯ接收和信道均衡分开处理。如果采用将ＭＩＭＯ接收和信道均衡混合处理的ＭＩＭＯ接收均衡的技术，则接收机会比较复杂。
由于ＯＦＤＭ子载波内的信道可看作平坦衰落信道，ＭＩＭＯ．ＯＦＤＭ系统带来的额外复杂度可以控制在较低的水平（随着天线数量呈线性增加）。相对而言，单载波ＭＩＭＯ系统的复杂度与天线数量和多径数量的乘积的幂成正比，很不利于ＭＩＭＯ技术的应用。
图３．１从概念上给出了ＭＩＭＯ—ＯＦＤＭ系统结构原理图。图中假设系统有肘，个发射天线和Ｍ，个接收天线。串行的高速信息比特流经过串／并变换、映射编码等空时预处理后，成为Ｍ个子数据流。这些子数据流分别经ＯＦＤＭ调制，最后由Ｍ个天线同时发射出去。设ＯＦＤＭ系统的载波数为Ⅳ，那么一个ＯＦＤＭ符号期间内共有ＭⅣ个ＯＦＤＭ采样值同时发射。
、，、、．
空
时
编
码斜．爻叉、畸犁淡零剖崦，毋气７空时译码
图３．１ＭＩＭＯ．ＯＦＤＭ系统原理图
假设空时编码后的信号矩阵为．２８．
第三章ＬＴＥ下行多天线技术
Ｃ＝＝
ｑ（０）ｑ（１）…ｑ（Ｎ－１）ｃ２（ｏ）Ｃ：（１）…Ｃ：（Ｎ－１）
●●
●●
●
●
●●
●
●
●
●
（３—１）
％．（０）ｃｕ，（１）…％（Ｎ一１）
式（３．１）中的第，行记为ｃ，，共Ｍ行，每一行对应于一个发射天线。
每一行共有Ⅳ个元素，这Ⅳ个元素经过ＯＦＤＭ调制后分别在Ⅳ个子载波上传输。因此，在接收端的第ｆ个天线上经过ＯＦＤＭ解调后，第ｋ个子载波上的接收信
号为：
＾彳．
‘（尼）＝∑ｇ“（七）ｑ（尼）＋％（尼），ｉ＝１，２，…，Ｍ，
／；１
（３—２）
其中
ｇ（尼）＝∑办（，户可，ｋ＝ｏ，ｌ，２，…，Ｎ－１
１＝０
，一１／２ｔｔｋ／
（３?３）
将式（３—２）写成矩阵形式就是：
ｒ（ｋ）＝Ｇ（尼）ｃ（尼）＋ｎ（Ｊｊ｝）
其中，
（３－４）
Ｇ（尼）＝｛＆，／（忌）｝
ｃ（ｋ）是每个发射天线上第ｋ个子载波上的信号组成的列向量，即：
（３?５）
ｃ（岔）＝（ｃ。（Ｊ｜｝）乞（七）…钆（后））（３－６）
考虑到共有Ⅳ个子载波，根据式（３－４）的对第ｋ个子载波的表达式，可以写出Ⅳ
个子载波的整体表达式：
吼＝ｆ／Ｃ－Ｉ－Ｎ
（３－７）
其中，
贸＝（ｒ７’（ｏ）ｒＴ（１）…ｒＴ（Ｎ－１））
ｆ２＝ｄｉａｇ（Ｇ（０）Ｇ（１）…Ｇ（Ｎ－１））
（３—８）（３?９）（３－１０）（３－１１）
ｃ＝（ｃｒ（ｏ）ｃ，（１）…ｃ７１（Ｎ－０）Ｎ＝（ｎ，（ｏ）１１Ｔ（１）…ｉｉｉＴ（Ｎ－１））
．２９．
电子科技大学硕士学位论文
如前面所讨论的，在每个接收天线上首先做ＯＦＤＭ解调，得到式（３—４）。针对式（３．４），可以采用迫零（ＺｅｒｏＦｏｒｃｉｎｇ，ＺＦ）、最小均方误差（ＭｉｎｉｍｕｍＭｅａｎＳｑｕａｒｅＥｒｒｏｒ，ＭＭＳＥ）、最大似然（ＭａｘｉｍｕｍＬｉｋｅｌｉｈｏｏｄ，ＭＬ）等空时译码方法进行检测。通过Ⅳ次类似的检测，就得到Ⅳ个子载波上的所有数据的估计值。当然，也可以通过对式（３．７）进行空时译码，一次性得到所有发射数据的估计值。
式（３．１）所写的发射信号矩阵Ｃ是一个一般意义上的空时编码后的输出信号矩阵，因此上述的ＭＩＭＯ．ＯＦＤＭ检测算法也是针对这个一般意义的发射信号矩阵进行的。
３．２．２ＬＴＥ下行信号处理流程
在这一小节里，我们将介绍ＬＴＥ下行信号处理流程。首先，我们将给出如下一些参数定义。
码字：经过调制和前向纠错编码（ＦｏｒｗａｒｄＥｒｒｏｒＣｏｒｒｅｃｔｉｏｎ，ＦＥＣ）的数据流，形成于调制模块的输出端。ＬＴＥ系统里一个码字只能有一个码率（如１／３码率）和一种调制方式（如１６ＱＡＭ）。
层：明确的调制数据流，形成于码字到层映射模块的输出端。一个层的峰值速率可以等于或低于一根传输天线的峰值速率。此外，不同的层可以传输相同或不同的比特信息。
秩：若定义灭为单根天线的峰值速率，则发射端可以达到的峰值速率为艘。基于这些定义，图３．２示意了ＬＴＥ下行ＭＩＭＯ处理流程，其中Ｋ为码字数，Ⅳ为层数和Ｐ为发射天线数。对单用户ＭＩＭＯ系统，最大码字数为２，即Ｋ＝２。
陇目前对下行ＭＩＭ０的规定为：
（１）在传输分集模式下，目前只支持单码字传输，即Ｋ＝１。
（２）在空间复用模式下，对每个固定的配置（码字数和层数）码字到层的映射方
式是固定的。
（ａ）码字数为１、层数为ｌ：码字１映射到第一层；
（ｂ）码字数为１、层数为２：码字１的偶数时刻映射到第一层，码字ｌ的
奇数时刻映射到第二层；．３０．
第三章ＬＴＥ下行多天线技术
（ｃ）码字数为２、层数为２：码字１映射到第一层，码字二映射到第二层；
（ｄ）码字数为２、层数为３：码字１映射到第一层，码字２的偶数时刻映
射到第二层；码字２的奇数时刻映射到第三层；
（ｅ）码字数为２、层数为４：码字１的偶数时刻映射到第一层，码字ｌ的
奇数时刻映射到第二层；码字２的偶数时刻映射到第三层，码字２的
奇数时刻映射到第四层。
（３）码字到层的映射模块后紧跟着是预编码模块。预编码模块的作用就是使用
式（３．１）所示的空时编码矩阵进行空时编码操作。
层１码
字
到
层
的
映
射预编码屡Ｎ
图３．２ＬＴＥ下行信号处理流程
３．３空间分集
空间分集技术分为接收分集和发射分集。传统的空间分集主要是接收分集，在这种接收方式中，接收机对它收到的多个衰落特性相互独立但携带同一信息的信号进行特定的处理，以降低信号电平的起伏，但是这显然将导致接收机的复杂度。发射分集是指在不同的天线上发射包含同样信息的信号，从而达到空间分集的效果。由于发射分集只需要在基站端增加天线，因此不会增加ＵＥ的复杂度。３．３．１空时分组码
空时码技术是在１９９８年由ＶａｈｉｄＴａｒｏｋｈ等人提出的一项基于发射分集的技术１２］】。Ｔａｒｏｋｈ等人认为，如果在发射端采用适合天线传输的编码技术，同时在接收端进行相应的信号处理技术，能获得很大的性能增益，这样就能够实现数据的高速传输。
１９９８年，Ａｌａｍｏｕｔｉ提出了一种非常简单的发射分集技术——空时分组码（Ｓｐａｃｅ．３１．
００＋：ｌ向ｌ
电子科技大学硕士学位论文
ＴｉｍｅＢｌｏｃｋＣｏｄｅ，ＳＴＢＣ），发表在一篇具有开创性的论文中口２１。空时分组码由于其简单的结构和良好的性能得到了广泛的研究，并很快进入了３ＧＰＰ标准。
２根发射天线，１根接收天线的ＳＴＢＣ编码原理如图３—３所示。
ｈ乞，◆匮－－西Ｃ刁
图３．３嘲２发１收ＳＴＢＣ原理图
图３－３中［乏苫刁为２根发射天线时的ｓＴＢｃ编码矩阵，记为Ｇ?。Ｃｌ、乞为经过调制后的复信息符号。
设信道是一个窄带慢衰落信道，在一个ＳＴＢＣ分组内，信道的复增益（包络）不随时间变化。设第１个和第２个发射天线与接收天线之间的信道系数分别为７ｊ１和吃，则：
吒＝拓ｑ＋ｈ．２ｃ２＋码
吃＝一７ｊｌｃ；－Ｉ－－Ｉ－％彳＋％吃。一协ｃ２％ｑ＋心
其中，吒和恐分别代表在ｔ和ｔ＋Ｔ时刻接收到的信号。（３－１２）（３一１３）Ｌ）。ｌｊＪ
将式（３－１２）和（３一１３）写成矩阵形式，即：
ｒ＝盼鸭驯叭割
＝Ｈｃ＋ｎ（３一１４）
鼽Ｈ＝睦甜ｃ＝㈡…㈨
的加性白高斯噪声。
由于确和他分别为ｆ和ｔ＋Ｔ时刻接收天线
ＨＨＨ＝（ｆ％｜２＋Ｉ向ｒＩｌ庇ｒ＋Ｉ忍ｒＪＩ啊ｌ：］＝口Ｉ（３－１５）
其中口＝ｌ７ｉｌｌ２＋ｌ扬１２。
应用式（３—１５）１舡交性，可以得到：．３２．
第三章ＬＴＥ下行多天线技术
子＝Ｈ爿ｒ＝ｃｔｅ＋ｆｉ
（３－１６）
其中矗＝ＨⅣ１１。
针对式（３．１６），可以采用ＭＬ检测准则，得到发射矢量ｃ的估计值。由此可见，ＳＴＢＣ解码非常简单，所以具有很强的实用性。从表达式（３．１５）可以看出，２根发射天线的ＳＴＢＣ编码具有２阶分集增益，而且编码速率为１，即保持全速率，频谱
利用率没有损失。
针对复信号，发射天线数为４时的ＳＴＢＣ编码矩阵为
ｃｌ
ｃ２
一乞
ｑ一白巳
一ｃ３一ｃ４文
Ｃ４
一乞ｑ
一ｃ４
一巳白
ｃ、－－１３２
一ｑ一巳
ｃ２Ｃｌ
Ｇ４＝
岛白
ｑ一乞
一ｃ３‘１３２西
ｑ
（３－１７）
订
岛
Ｃｌ
－－Ｃ２
万－，５
ｃ：
．
乞
Ｇ４＝
巳
ｑ
右
ｑ＋１３１’一Ｃ２＋ｃ；
（３－１８、
１３３
压压√２√２
巳
岛
压√２
ｃ２＋ｃ；一ｑ＋百
压压压
其编码速率分别为ｌ／２和３／４。
《忑‘可一压～一
ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＢｌｏｃｋ
参考文献［２３］已经证明：对于复信息符号，仅当发射天线数为２时存在编码速
率为１的ＳＴＢＣ编码矩阵：当发射天线数大于２时，编码速率均小于１。
３．３．２空频分组码
空时分组码适用于窄带慢衰落无线信道，对于实际的宽带无线信道，直接应用于空时分组码并不合适。如２．４．１小节所述，ＯＦＤＭ调制技术可以把宽带频率选择性信道转化为多个平行的、相互独立的窄带子信道，使信道特征满足空时分组
码的编码条件。
将空时分组码与ＯＦＤＭ结合，便构成了空频分组码（Ｓｐａｃｅ
Ｃｏｄｅ，ＳＦＢＣ）。此时，空时分组码对于信道时域特征的要求转变为空频分组码为对
．３３。
电子科技大学硕士学位论文
信道频域特征的要求。如图３．４所示，发射端的信息比特通过复数星座调制得到信息符号，经过ＳＦＢＣ编码，然后分流并进行ＯＦＤＭ调制，再送往各根发射天线。接收端先对各根天线收到的信号进行ＯＦＤＭ解调，然后利用解调后的频域数据进行信道估计，并将由此得到的频域信道信息连同频域接收数据一起送往ＳＦＢＣ译码器进行译码，再经解调恢复得到信息比特。
、，．ＩＩ
’固空
频
码
编
码咂一Ｘ嘧吨巫一崎舯
图３－４ＳＦＢＣ系统原理图
表３．１空频码译码在两根发射天线情况下，ＬＴＥ下行ＳＦＢＣ编码方案如表３．１所示。ＳＦＢＣ编码方案表
发射天线２
－－￥２频点Ｉ发射天线１岛
Ｓ２ｆ＋１而
表中量和ｓ，即为发射端调制后的信息符号。该表格的含义为：同一个ＳＦＢＣ编码块将占据两根发射天线的ＯＦＤＭ符号频域某相邻两个子载波ｆ、ｆ＋１，发射天线ｌ在这两个子载波上依次承载信息符号函和‘：发射天线２在这两个子载波上依次承载信息符号ｓ和ｓ？。
由于发射天线数大于２时，采用空时分组码会带来频谱利用率的降低。所以在ＬＴＥ下行链路中发射天线数为４时，采用ＳＦＢＣ与天线切换分集相结合的传输分集模式。
３．３．３天线切换分集
天线切换分集即使即当发射端存在多根传输天线时，从时间上或者频率上按照一定的顺序依次选择其中一根天线进行传输的技术。如果在不同的时间上进行天线的切换，即为时间切换传输分集（ＴｉｍｅＳｗｉｔｃｈｅｄＴｒａｎｓｍｉｔＤｉｖｅｒｓｉｔｙ，ＴＳＴＤ）；如果在不同的子载波上进行天线的切换，即为频率切换传输分集（ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＳｗｉｔｃｈｅｄＴｒａｎｓｍｉｔＤｉｖｅｒｓｉｔｙ，ＦＳＴＤ）。－３４．
第三章ＬＴＥ下行多天线技术
ＴＳＴＤ和ＦＳＴＤ也可以写成编码矩阵的形式，即：
［矧
天线切换分集可以很方便地扩展到基站存在多根发射天线的情况，比如：
墨０…０
ｐ㈣
它表示在时刻ｆ（或频率厂），在天线１上传输符号岛，天线２上不传输任何信息；在时刻ｆ＋１（或频率ｆ＋１），在天线２上传输符号曼，天线１上不传输任何信息。
７０：．．？
０
（３－２０）
０…ＳＮ
其中，Ⅳ为发射天线数。
在４根发射天线下，ＬＴＥ下行链路支持ＦＳＴＤ与ＳＦＢＣ结合起来的ＦＳＴＤ．ＳＦＢＣ传输分集方案，其编码方案如表３－２所示。
表３．２
ＦＳＴＤ．ＳＦＢＣ编码方案表
频点
ｌ
发射天线１
毛
Ｓ２
发射天线２
０Ｏ
Ｊ３
发射天线３
●
发射天线４
ＯＯ
－－Ｓ４
－－￥２
ｆ＋１ｆ＋２ｆ＋３
＾
００
０Ｏ
Ｊ４
岛
从表３．２可以看出，４根发射天线时ＦＳＴＤ．ＳＦＢＣ编码方案的编码速率为１，没有频谱利用率的损失。
３．３．４性能仿真与分析
本小节仿真均采用ＱＰＳＫ调制，所涉及到的ＭＩＭＯ信道均为非相关ＭＩＭＯ信道。其次，本小节仿真中涉及到的ＯＦＤＭ参数配置为表２．５中的常规小区单播模
式配置。
图３．５中ＯＦＤＭＢＥＲ曲线为单天线发射ＯＦＤＭ在３ＧＰＰＥＰＡ信道下，最大多
普勒频移为５Ｈｚ时的理想信道估计ＢＥＲ仿真曲线。图３—５中ＳＦＢＣＢＥＲ曲线为２
根发射天线１根接收天线ＳＦＢＣ在３ＧＰＰＥＰＡ信道下，最大多普勒频移为５Ｈｚ时
．３５．
电子科技大学硕士学位论文
的理想信道估计ＢＥＲ仿真曲线。图３．５中ＳＴＢＣＢＥＲ曲线为２根发射天线ｌ根接收天线在单径瑞利信道下，最大多普勒频移为５Ｈｚ时理想信道估计ＢＥＲ仿真曲线。
从图中可以看出，在低性噪比时多径信道中的ＳＦＢＣ几乎可以获得与单径信道中ＳＴＢＣ所获得的分集增益。随着性噪比的升高，由于多普勒频移带来的ＩＣＩ成为影响ＢＥＲ的主要因素，这时ＳＦＢＣ的性能开始变差，在ＢＥＲ为１×１０。处，比ＳＴＢＣ差１个ｄＢ。
毛／“（ｄＢ）
图３．５多普勒频移为５Ｈｚ时ＳＦＢＣ理想信道估计ＢＥＲ仿真曲线
除多普勒频移不同外，图３．６的仿真参数与图３—５相同。图３．６表示了多普勒频移，：＝『为２２２Ｈｚ和６４８Ｈｚ时２发１收ＳＦＢＣ理想信道估计ＢＥＲ仿真曲线与多普勒频移力为２２２Ｈｚ和６４８Ｈｚ时的单天线发射ＯＦＤＭ理想信道估计ＢＥＲ仿真曲线。
从图３．６可以看出随着多普勒频移的增加ＳＦＢＣ相对于同样多普勒频移下的单天线ＯＦＤＭ仍然有明显的ＢＥＲ改进。比如，多普勒频移为２２２Ｈｚ时，在ＢＥＲ为５×１０。３处，ＳＦＢＣ比ＯＦＤＭ性能优７ｄＢ；多普勒频移为６４８Ｈｚ时，在ＢＥＲ为３×１０。３处，ＳＦＢＣ比ＯＦＤＭ性能优７ｄＢ。另一方面，由于多普勒频移破坏了子载波的正交性，随着多普勒频移的增加ＳＦＢＣ与ＯＦＤＭ一样，性能均开始变差。．３６．
第三章ＬＴＥ下行多天线技术
图３．６不同多普勒频移下ＳＦＢＣ理想信道估计ＢＥＲ仿真曲线
在天线切换分集中，信息符号交替在不同天线传输，与单天线传输相比，它自身并没有实现任何传输分集。但是，通过选择合适的编码策略，由于编码能够利用天线切换带来的信道衰落不相关的特性，从而获得传输分集增益【２４】，［２５】。
图３．７未编码的ＳＦＢＣ与ＦＳＴＤ．ＳＦＢＣＢＥＲ仿真曲线
图３．７中ＦＳＴＤ．ＳＦＢＣＢＥＲ曲线是４根发射天线１根接收天线时ＦＳＴＤ—ＳＦＢＣ－３７．
电子科技大学硕士学位论文
在３ＧＰＰＥＰＡ信道下，最大多普勒频移为５Ｈｚ的理想信道估计ＢＥＲ仿真曲线。图３．７中ＳＦＢＣＢＥＲ曲线是２根发射天线１根接收天线ＳＦＢＣ在３ＧＰＰＥＰＡ信道下，最大多普勒频移为５Ｈｚ的理想信道估计ＢＥＲ仿真曲线。
从图３．７可以看出，４发１收的ＦＳＴＤ．ＳＦＢＣ与２发１收的ＳＦＢＣ相比，性能并没有提高。这也验证了前面的结论，即天线切换分集自身并没有实现任何传输分集。
图３．８是采用相同信道编码和交织方案时２根发射天线ｌ根接收天线ＳＦＢＣＢＥＲ仿真曲线和４根发射天线１根接收天线ＦＳＴＤ．ＳＦＢＣＢＥＲ仿真曲线，其余仿真参数列于表３．３中。
表３．３
编码方式
交织
信道
最大多普勒频移仿真参数表ＬＴＥ卷积码【２６】（硬判决）ＬＴＥＱＰＰ交织㈣（长度为３８４０）ＥＰＡ多径信道３ＧＰＰ５ＨＺ
图３．８编码后的ＳＦＢＣ与ＦＳＴＤ．ＳＦＢＣＢＢＥＲ仿真曲线
从图３．８可以看出，在ＢＥＲ＝１０。３处，四根发射天线ＦＳＴＤ．ＳＦＢＣ编码性能比两根发射天线ＳＦＢＣ编码好２ｄＢ。在ＢＥＲ＝３ｘ１０弓处，四根发射天线ＦＳＴＤ．ＳＦＢＣ．３８．
第三章ＬＴＥ下行多天线技术
编码性能比两根发射天线ＳＦＢＣ编码好３ｄＢ。通过此仿真说明了，虽然天线切换分集自身并没有实现任何传输分集，但是，通过选择合适的编码策略，由于编码能够利用天线切换带来的信道衰落不相关的特性，能够带来传输分集增益。
３．４线性预编码
如３．２节所述，ＭＩＭＯ系统具有更高的信道容量，如果采用合适的发射方案，可以获得比单天线系统高得多的频谱利用率。
如果发射端不需要信道状态信息，这种空间复用称为开环空间复用，如贝尔实验室分层空时结构（ＢｅｌｌＬａｂｏｒａｔｏｒｙＬａｙｅｒｅｄＳｐａｃｅ．Ｔｉｍｅ，ＢＬＡＳＴ）。在信道变化较慢的场合（如大城市的室内环境和游牧式的接入服务），闭环ＭＩＭＯ系统能进一步提升系统性能。闭环ＭＩＭＯ系统是接收端将信道状态信息（ＣｈａｎｎｅｌＳｔａｔｅＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ，ＣＳＩ）反馈给发射端，然后对传输数据进行预编码、波束成型或者天线选择等操作。
线性预编码技术就是一种闭环ＭＩＭＯ技术。在ＬＴＥ中，来自不同层的经过编码、调制后的数据组成向量ｃ－－ｐ，，Ｃ２，…，％】７在发射前与矩阵ｗ相乘得到新的发射向量
ｂ＝Ｗｅ
其中ｗ是Ｍｔ×Ｍ的预编码矩阵，Ｍ，是发射天线数。
经过ＭＩＭＯ信道后，接收端接收到的信号为
ｒ＝Ｈｂ＋ｎ＝Ｉ】ｎＶｃ＋ｎ＝ＨＦｅ＋ｎ（３－２１）（３－２２）
其中，ｒ为接收向量，Ｈ为ＭｘＭ，的空间信道矩阵，ｎ为噪声向量，ＨＥ为经过预编码之后的等效空间信道矩阵。
预编码矩阵Ｗ是根据信道矩阵Ｈ根据一定的规则得到的，按照预编码矩阵Ｗ是在接收端得到还是在发射端得到，线性预编码技术分为两大类：非码本的预编码操作和基于码本的预编码。
３．４．１非码本的预编码方式
非码本的预编码方式需要在发射端知道信道矩阵Ｈ，这在ＴＤＤ系统中可以利用信道对称性获得，在ＦＤＤ系统中，可以利用反馈信道或者量化后的反馈获得。．３９—
电子科技大学硕士学位论文
发射端得到信道矩阵Ｈ后，根据Ｈ获得预编码矩阵ｗ的方式有很多，比如常用的奇异值分解（Ｓｉｎｇｕｌａｒ
ＣｈａｎｎｅｌＶａｌｕｅＤｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ，ＳＶＤ）、均匀信道分解（ＵｎｉｆｏｒｍＤｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ，ＵＣＤ）等。
其中ＳＶＤ分解操作如下。
空间信道矩阵Ｈ的ＳＶＤ分解，即为：
Ｈ＝ＵＡＶ日（３．２３）
其中，Ｕ和Ｖ分别是维数为Ｍ，×Ｍ，和Ｍ×Ｍ的酉矩阵，Ａ是一个维数为以×Ｍ的矩阵，其对角线元素是非负的实数，非对角线元素为０。并且Ａ的对角线元素Ａ≥如≥…≥乃，即按照大小排序之后的矩阵Ｈ的奇异值，其中刀等于Ｍ和Ｍ，的最小值。经过奇异值分解后，获得的酉矩阵Ｖ即为线性预编码矩阵。如果需要进行秩的自适应，则需要根据秩的大小，从酉矩阵中选择较大奇异值对应的列向量构成预编码矩阵。
３．４．２基于码本的预编码方式
在实际通信系统中，反馈信道信息会占用较多的资源，而且在快衰落信道中，对反馈信息的效率和准确度要求较高，这时采用基于码本的预编码由于只需要反馈预编码矩阵的码本号（ＰｒｅｅｏｄｉｎｇＭａｔｒｉｘＩｎｄｅｘ，ＰＭＩ），能够节省反馈信道资源并快速跟踪信道的变化。
如图３－９所示，在基于码本的预编码方式中，接收端不需要把信道矩阵Ｈ反馈给发射端，而是在接收端根据信道估计得到的信道矩阵Ｈ按照一定的规则从包含多个预编码矩阵的预编码码本中选择出预编码矩阵，并通过反馈信道把此预编码矩阵的码本号反馈给发射端，由于发射端知道码本号对应的预编码矩阵，这样既能保证系统的性能，又能节约反馈带宽。
基于码本的预编码涉及到两个方面的问题：一是如何设计码本，二是按照什么样的准则从码本中选择预编码矩阵【２７】，【２８１。．．４０．．
第三章ｕｔ下行多天线技术
图３—９基于码本的线性预编码模型
码本的构造和选择是预编码技术的首要问题。码本是对最优预编码矩阵的一个量化，码本的大小和各码字之间的距离影响预编码的性能。典型的码本构造包括Ｇｒａｓｓｍａｎｎｉａｎ法和正交码字构造法。前者是根据决定Ｇｒａｓｓｍａｎｎｉａｎ流形来使得任意两个码字之间的欧式距离最大，后者是利用正交矩阵进行构造，如ＤＦＴ、ＤＣＴ和Ｈａｒｍａｒｄ矩阵等。其中，基于ＤＦＴ的码本构成如下：
当发送天线数目为Ｍ，时，离散傅里叶变换（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ
编码矩阵尸可以定义为：ＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ，ＤＦＴ）预
尸（聊∽＝两１
１ｅｘｐ０等聊刀），脚＝０，１，．一，Ｍ－１；疗＝ｏ，１，．一，Ｍ一１（３－２４）１ｌ１其中尸（ｍ，玎）表示矩阵Ｐ的第聊行第力列元素。比如当Ｍ＝２，时，尸＝击ｌ：二１Ｉ；
当Ｍ＝４时，Ｐ＝丢１１—１√
１
—１—１１－１１－ｊ歹
基于上述ＤＦＴ预编码矩阵Ｐ，以及秩的自适应可以构造出基于ＤＦＴ的码本，其原则与构造基于天线选择的码本类似。
在上述构造的码本中，在满秩的情况下，其预编码矩阵只有一个。为了扩大码本数量，可以采用旋转的ＤＦＴ预编码矩阵，其定义为：．４１．
电子科技大学硕士学位论文
嘶川扣吲删，蒜嚣ｐ２５，
其中Ｇ的大小决定了满秩情况下的码本大小。比如，在Ｍ＝２、Ｇ＝２情况下，其
码本大小为２，码本中包括如下两个预编码矩阵，即：
批丑扰０］
在Ｍｔ＝４、Ｇ＝２情况下，码本中将包含如下两个预编码矩阵，即：
１
１１
●—－
ｐ２６，
１
１１
１１一ｌ１—１
１
１七｛
１’２
—１＋歹—１～／１—１
１１
ｊ
—１
一／
—１
压
１
√互
－ｊ
压
１
压
一Ｊ
２
（３—２７）
１－ｊ＿，—１＋．，１＋Ｊ１—１一１一／
压
所示。
表３－４
压压压
针对两根发射天线的情况，３ＧＰＰ已经确定其线性预编码矩阵的码本如表３．４
两根发射天线下的预编码矩阵码本
码本序号
１
＿●●＿
层数目
２
１１
＿●●＿
１１
ｒｌ
０‘１．
Ｏ
√芝
万ｌｏ
１
●——
１
万【．一１ｊ
＿●●＿
１『１］
１Ｊ
２
＿－
㈡
－
１
ｌ
●——
＿
１
●
１
●
２
压
一
２．，
一，一
３
万ｌ一爿
１『＿１］
针对四根发射天线的情况，其码本见参考文献［１２】。
解决了码本的设计后，基于码本的线性预编码还剩下一个问题就是按照什么
样的准则从码本中选择预编码矩阵。大体可以分为两类方式，一种是基于性能指
标的选择，另一种是基于量化的选择。性能指标包括总的吞吐量、信干噪比
．４２．
第三章ＬＴＥ下行多天线技术
（Ｓｉｇｎａｌ－ｔｏ—ＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅｐｌｕｓＮｏｉｓｅＲａｔｉｏ，ＳｔＮＲ）、误帧率（ＦｒａｍｅＥｒｒｏｒＲａｔｅ，ＦＥＲ）等，接收端根据信道矩阵选择能够最大化实现上述某种性能的预编码矩阵。而基于量化准则的选择则需要对信道矩阵进行奇异值分解，然后在码本中选择与右奇异矩阵均方误差最小的矩阵作为选择使用的预编码矩阵。
３．４．３性能仿真与分析
本小节仿真均采用ＱＰＳＫ调制，所涉及到的ＭＩＭＯ信道均为非相关ＭＩＭＯ信追。
图３．１０中为单径瑞利信道下，最大多普勒频移为４０Ｈｚ时，４根发射天线２根接收天线的线性预编码ＢＥＲ仿真曲线与２根发射天线２根接收天线的Ｖ－ＢＬＳＴＢＥＲ＇ｊ山曲线，均采用ＺＦ检测。预编码码本采用３ＧＰＰＴＳ３６．２１１规定的四根发送天线时的码本，预编码矩阵的选取基于量化准则，选取与信道矩阵Ｈ的右奇异矩阵均方误差最小的矩阵作为预编码矩阵。
岛／Ⅳ０（ｄＢ）
图３．１０４发２收线性预编码ＢＥＲ曲线
从图中可以看出采用预编码后，比特误码率性能得到极大的改善。在ＢＥＲ为２ｘ１０砣处，预编码性能优于Ｖ－ＢＬＡＳＴ接近１０个ｄＢ。
图３．１１的仿真条件与图３．１０的仿真条件相同，分别仿真了４根发射天线３根接收天线的线性预编码ＢＥＲ曲线与３根发射天线３根接收天线的Ｖ－ＢＬＳＴＢＥＲ曲线，均采用ＺＦ检测。．４３．
电子科技大学硕士学位论文
图３．１１４发３收线性预编码ＢＥＲ曲线
从图３．１１可以看出，在２×１０。２处，线性预编码的性能比Ｖ－ＢＬＡＳＴ的性能好６个ｄＢ。比较图３．１０与图３．１１可以发现，４发２收的预编码性能优于４发３收的预编码性能，这是由于４发３收的预编码获得了更多的空间复用增益，而“牺牲’’了空间分集增益。
３．５ＬＴＥ下行多天线参考信号
３．５．１小区专用多天线参考信号
在下行多天线传输下，终端必须能够估计对应每个发射天线的下行信道。为了达到这个目的，对于每个天线都有一个下行的参考信号。
在两个发射天线下，第二个天线的参考信号与第一个天线的参考信号进行频分复用，在频带上偏移３个子载波；显然，一个天线上参考信号占用的资源粒子，在其他天线上就不能再传输其他任何信息。因此，一个天线上的参考信号在一个小区中不会受到其他天线上传输的信号干扰。
在四根发射天线下，第三根和第四根天线上的参考信号在每个时隙的第二个ＯＦＤＭ符号上进行频率复用。显然，在四根发射天线结构下，第三根和第四根天线上的参考信号时域的密度相比第一根和第二根天线减少。这主要是因为四根发射天线配置主要应用于低速移动环境。．４４．
第三章ＬＴＥ下行多天线技术
×
Ⅱ
Ｒ×Ｋ
Ｒ．
×
Ｒ
×
磐螂％联七
Ｎ
×Ｒ×
×
足
×
兄
Ｋ×
Ｋ
兄
×
冗
Ｒ
，＝０
×％
，＝６，＝０
×
，＝６
×
Ｚ＝０
兄
Ⅺ
，＝６，＝０
兄
，＝６
天线端口Ｏ
×该天线端口上不用于发送的ＲＥ
天线端口１
图３．１２两根发射天线小区专用参考信号图案（常规ｃＰ）
××
Ｒ×
Ｒ
×Ｘ
Ｒ×
Ｒ
兄
Ｘ×
兄
××
兄
××Ｒ
＞４Ｘ
兄
兄
××
ＸＸＲＸ
Ⅱ
Ｒ××××
兄
Ｒ×
×）（
×
冗
×Ｒ×××Ｘ
１＝０
裴螂件＜牛
’十
ｌ＝６ｌ＝０［鑫＝６
天线端口Ｉ
Ｉ
天线端口Ｏ
×××见×Ｘ×忆
，＝０．
××是
××××
．ｆ＝６
×％Ｘ××％
×××
×足
××××
×
××
Ⅺ％＞（Ｘ
，＝６，＝０
×
××××
××Ｘ
×
×尼
天线端１２１２天线端１２１３
×该天线端１２１上不用于发送的ＲＥ
图３．１３
四根发射天线小区专用参考信号图案（常规ＣＰ）
一４５－
电子科技大学硕士学位论文
３．５．２ＵＥ专用参考信号
在预编码传输模式下，ＵＥ所看到的信道不再是一条下行公共信道Ｈ，而是一条对每个ＵＥ都唯一的复合信道Ｈ。。在预编码传输中ＵＥ如果只使用来自各天线的小区专用参考信号做信道估计就无法知道它是属于哪条复合信道的。如果ＵＥ反馈码本矩阵给Ｎｏｄｅ１３的过程没有出错，结合天线间正交的小区专用参考信号所做信道估计，ＵＥ是可以确定这个复合信道的。然而完全正确的反馈是不现实的，所以为了避免ＵＥ所反馈的码本矩阵和ＮｏｄｅＢ使用的码本矩阵的不同。ＮｏｄｅＢ需要把所使用的码本矩阵通知给ＵＥ。具体来说，发射端可以采用如下几种方式告知接收端当前所使用的预编码矩阵。
（１）通过控制信令的方式。即发射端通过下行控制信令将ＰＭＩ告知接收端。
接收端根据ＰＭＩ在码本中选出对应的预编码矩阵／向量ｗ，再利用小区专用参考信号获得真实信道Ｈ，从而得到等效信道矩阵ＨＦ。
（２）通过ＵＥ专用参考信号进行验证。即发射端在发射小区专用参考信号的同
时，还发射ＵＥ专用参考信号用于预编码矩阵的验证。预编码矩阵的验证基于最大似然准则，即所使用的预编码矩阵为：
，’、一－．，
Ｗ＝ａｒｇｍｉｎ［［ｒｐ—ＨＷｋｘｐｌｌ．（３—２８）
其中‘为接收的ＵＥ专用参考符号向量，Ｈ为通过小区专用参考信号获得的信道矩阵，Ｗ：为码本中序号为ｋ的预编码矩阵，ｘ，为接收端已知的ＵＥ专用参考信号向量。
小区专用参考信号
码
字
到
层
的
映
射‰Ｐ占
图３．１４线性预编码线性预编码参考信号插入流程．．４６—
第三章ＬＴＥ下行多天线技术
经过研究，３ＧＰＰ决定通过ＵＥ专用参考信号的方式进行ＰＭＩ反馈过程是否出错的验证。线性预编码模式下，ＵＥ专用参考信号和小区专用参考信号的插入流程如图３．１４所示。
ＵＥ专用参考信号序列，．（埘）定义如下：
咖）２老（１－２．ｃ（２ｍ））＋歹击（１－２．ｃ（２ｒｅ＋１）），优＝０，ｌ，…，１２臂傩一１（３－２９）其中，Ｍ≯佣表示以资源块为单位的ＰＤＳＣＨ传输带宽。伪随机序列“ｆ）定义参见２．４．２小节，此时
Ｃｉｎ“＝（１刀。／２Ｊ＋１）?（２昭１＋１）?２１６＋‰。（３—３０）
其中，蜡８ＦＮ为ＭＢＳＦＮ区域ＩＤ，住Ｎ１１表示随机接入无线网络临时标识。
足
足
恐
咫
足
尼
ｌ＝０ｌ＝６ｉ＝０足Ｒ咫足咫Ｒｌ＝６
天线端口５
图３－１５ＵＥ专用参考信号图案（常规ＣＰ）
ＵＥ专用参考信号图案如图３．１５所示。与图３．１２、图３．１３对比可以发现，ＵＥ专用参考信号的插入位置与小区专用参考信号的插入位置是错开的。
３．５．３性能仿真与分析
本小节仿真均采用ＱＰＳＫ调制，所涉及到的ＭＩＭＯ信道均为非相关ＭＩＭＯ信道。其次，本小节仿真中涉及到的ＯＦＤＭ参数配置为表２．５中的常规小区单播模式配置。．．４７．．
电子科技大学硕士学位论文
图３．１６为２根发射天线１根接收天线，采用３．３．２小节的空频分组码进行编码，在３ＧＰＰＥＰＵ多径信道下，多普勒为５Ｈｚ时的理想信道估计ＢＥＲ曲线与采用图３．１２所示的参考信号图案进行ＬＳ信道估计的ＢＥＲ曲线。从图中可以看出ＬＳ信道估计只比理想信道估计性能差ｌｄＢ，具有良好的性能，说明了参考信号图案能够低速环境下跟踪上信道在时域、频域的变化。
图３．１６多普勒频移为５Ｈｚ时空频分组码ＬＳ信道估计ＢＥＲ曲线
图３．１７多勒频移为６４８Ｈｚ时空频分组码ＬＳ信道估计ＢＥＲ曲线．．４８．．
第三章ＬＴＥ下行多天线技术
图３．１７为２根发射天线１根接收天线，采用３．３．２小节的空频分组码进行编码，在ＥＰＵ多径信道下，多普勒频移为６４８Ｈｚ时的理想信道估计ＢＥＲ曲线与采用图３．１２所示的参考信号图案进行ＬＳ信道估计的ＢＥＲ曲线。从图中可以看出ＬＳ信道估计只比理想信道估计性能差２ｄＢ。
３．６本章小结
本章３．２节首先介绍了ＭＩＭＯ．ＯＦＤＭ的基本原理，并在介绍码字、层和秩这三个参数的基础上阐述了ＬＴＥ下行信号处理流程。
３．３节结合计算机仿真分析了ＬＴＥ下行使用的各种空间分集技术。首先，通过分析表明空时分组码能够在窄带慢衰落信道中获得良好的分集增益；然后，介绍了空频分组码的基本原理，并通过计算机仿真表明ＳＦＢＣ能够在多径信道中获得良好的分集增益；接下来，在简要阐述天线切换分集的基础上介绍了ＬＴＥ下行采用的ＦＳＴＤ．ＳＦＢＣ编码方案，计算机仿真表明结合信道编码此编码方案相对ＳＦＢＣ能够进一步改善ＢＥＲ性能。
３．４节分析了ＬＴＥ下行采用的线性预编码这一闭环空间复用技术，并通过计算机仿真表明线性预编码技术能够在获得复用增益的同时改善系统ＢＥＲ性能。
３．５节介绍了ＬＴＥ下行多天线参考信号图案。首先，介绍了单播系统多天线发射模式下各天线之间频分的参考信号插入方式；然后，介绍了在线性预编码模式下，ＬＴＥ通过插入专用参考信号的方式供ＵＥ进行判断ＰＭＩ反馈是否出错；最后，通过计算机仿真验证了小区专用多天线参考信号图案的合理性。．．４９．．
电子科技大学硕士学位论文
第四章ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ及其协同多天线波束聚焦
４．１引言
ＬＴＥ将部署在较高的频段，高频段无线信号衰减快、穿透性差的特点将影响ＬＴＥ室内覆盖的质量。同时，ＬＴＥ的小区半径增大（最大可达ｌｏｏｋａｎ），更增加了小区边缘室内覆盖的难度。ＦｅｍｔｏｃｅＵ（毫微微蜂窝基站）能够在现有频谱资源下为室内用户提供高质量的信号覆盖，它将是ＬＴＥ发展过程中一项非常具有潜力的技术。
针对Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ的应用场景，传统的波束形成技术由于集中式天线阵列与目标用户在地理位置上呈点到点的线型拓扑结构，通常在空间中的方向图是纺锤形的，本文提出了一种协同分布式结构下的波束形成技术。
本章的内容安排如下：首先，介绍了Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ在ＬＴＥ中应用的优势与技术挑战，并结合３ＧＦｅｍｔｏｃｅｌｌ的网络结构介绍了ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ的网络结构；其次，针对ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ系统面临时间同步这个技术难点，分析了基于精确时间同步协议ＩＥＥＥ１５８８Ｖ２的时间同步解决方案，并介绍了应用此协议实现ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ系统时间同步的框架；然后，分析了基于聚焦信号的分布式多天线通信方法及系其统下的波束形成技术。最后，是本章的小结。
４．２ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ概述
Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ也被称为家用基站，是一种旨在改善室内覆盖的小型低成本基站。它使用互联网而不是移动网把呼叫从手机连接到运营商的交换机，再接到目的地。能够在网络最边缘提供高质量的覆盖，适用于家庭及办公室环境。其覆盖范围是毫微微小区，其半径为５０～２００ｍ，可支持４～６个活动用户【２圳。
图４．１左侧是从ＵＥ到宏基站的传统宏蜂窝移动接入方式。这里用一个对射频信号损耗相对较低的木屋进行示意，同时假设ＵＥ离宏基站的距离相对较近，这样木屋附近的用户能够从宏基站获得良好的信号覆盖。图４．１右侧是混泥土高层公寓，公寓中安装有Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ，Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ通过有线ＤＳＬ（ＤｉｇｉｔａｌＳｕｂｓｃｒｉｂｅｒＬｉｎｅ）接入网络。从图中可以看出，经过长距离的路径损耗和混泥土高层公寓的穿透损耗，宏基站到高层公寓的信号已经十分微弱，已不能为公寓内的用户提供良好的网络一５０．
第四章ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ及其协同多天线波束聚焦
覆盖。此时公寓内的无线用户通过Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ接入，则能获得良好的无线信号覆盖，满足用户语音、数据等无线业务需求。
（（（
图４．１传统宏蜂窝移动接入与Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ接入示意图
４．２．２优势
与现有的宏小区技术相比，Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ的优势主要体现在以下几方面【３０】，［３１】：（１）解决ＬＴＥ室内覆盖难题
ＬＴＥ规划工作在高频段【１６１，高频段无线信号衰减快，建筑物穿透性差，而提供高速数据业务需要良好的无线信号覆盖，所以如何在建筑物内提供高质量的移动业务是ＬＴＥ宏蜂窝覆盖的一个难点。同时，ＬＴＥ演进目标要求支持最大１００ｋｍ的小区覆盖，这必然增加小区边缘覆盖的难度。Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ利用已有固定宽带提供回程，实现移动通信网络的有效延伸，从而实现室内无线信号的良好覆盖，解决ＬＴＥ室内覆盖难题。
（２）提高系统容量
Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ在容量方面的优势能够通过香农公式得到证明。香农公式指出：
Ｃ＝Ｗｌ０９２（１＋ＳＩＮＲ）（４?１）
其中ｃ表示容量，单位是ｂｉｔ／ｓ。Ｗ是带宽，单位Ｈｚ。Ｓ１ＮＲ是发射端发射的无线信号经过路径损耗、阴影衰落后到达接收机的信号功率与接收机噪声功率和干扰信号功率之和的比值。路径损耗引起传输信号功率衰减为发射信号功率的Ａｄ～，其中彳是一个固定值，ｄ是发射机与接收机之间的距离，口为路径损耗指数。因此，－５ｌ?
电子科技大学硕士学位论文
提高容量Ｃ的关键是减小ｄ和口。
假定一个固定的接收功率指标和一个路径传播损耗模型（不考虑阴影衰落和小尺度衰落），记∥、口分别为室内、外的路径损耗指数。用Ⅳ个Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ覆盖ｒ的区域将会导致功率减少Ｉ１０（ａ－ｆ１）ｌ０９１０Ｌ＋５ｆｌｌｏｇｌｏＮＩｄＢ。例如，Ｌ＝ｌｋｍ、Ｎ＝５０，用相等的路径损耗指数口＝∥＝４，Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ将节约近３４ｄＢ的发射功率。当室内路径损耗更小∥＝２时，Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ将节约７７ｄＢ的发射功率。
Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ在容量方面的优势可以归纳为：减少了Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ与ＵＥ之间的距离，带来了更高的接收信号功率，从而增加了系统容量。
同时，ＦｅｍｔｏｃｅＵ仅仅服务周围的１￣４个用户，对每个用户来说可以获得更大比例的资源，包括功率和带宽。这表明部署Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ能够更有效的使用珍贵的功率和频谱资源。
（３）提高室外宏蜂窝网络覆盖质量
首先，运营商将一部分业务分流到Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ，减轻了ＬＴＥ宏蜂窝网络的压力，使得宏蜂窝网络能够更好地为室外用户提供业务。
其次，ＬＴＥ将支持多媒体数据业务，而多媒体业务对带宽消耗大，通常在兆比特级。同时，大部分多媒体数据业务恰恰发生在室内，如果室内用户通过Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ进行数据业务传输，将大大减轻ＬＴＥ宏基站负荷。
（４）节省宏蜂窝网络投入
首先，Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ广泛部署后非常有助于把业务量从宏小区分流到固定宽带网，使移动运营商无需为了改善室内覆盖而花大把的钱搭建更多的室外基站和昂贵的铁塔。
其次，由于Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ是利用家里已有的ＤＳＬ作为回传，故可以大大节省回传成本，如传输设备费用和场地租用费。
（５）增加运营商竞争力、保护运营商在固定宽带网络的投资
移动运营商跟固定业务和ＷｉＦｉ（ＷｉｒｅｌｅｓｓＦｉｄｅｌｉｔｙ）业务进行竞争，改善室内覆盖是先决条件。Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ恰恰提供了这一条件，使运营商能够争取用户、获得更多的市场份额和新的收入。Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ还可以使资费更加灵活，如在家里采用低资费，鼓励用户使用Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ接入。由于覆盖好、速率高，Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ便于在室内提供高速数据业务，增加移动运营商在数据业务方面的市场份额。Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ还可以．５２．
第四章ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ及其协同多天线波束聚焦
取代基于免照移动接入（ＵｎｌｉｃｅｎｓｅｄＭｏｂｉｌｅＡｃｃｅｓｓ，ＵＭＡ）的ＷｉＦｉ，为用户提供高速数据业务。
（６）对移动终端无特殊要求
Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ用户不用改换他们所使用的移动终端就能在室内享受高质量的无线业务服务。而基于ＵＭＡ的ＷｉＦｉ业务要求用户使用专门的移动终端；而且ＷｉＦｉ工作在未授权的频段，容易受到使用相同频段的其他电子设备的干扰。
４．２．３技术挑战
Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ在ＬＴＥ中的部署也面临一些技术方面的挑战，主要可以归纳为以下几个方面：
（１）射频干扰与频谱分配
在Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ网络中，射频干扰和频谱分配是运营商必须面对的两个问题。射频干扰来自以下三个方面：
（ａ）宏基站对Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ的干扰
（ｂ）Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ对Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ的干扰
（ｃ）Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ对宏基站的干扰。
Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ地域随机分布引起的（ａ）和（ｃ）是射频干扰的主要因素。发射功率较低以及建筑物穿透损耗等因素使得（ｂ）相对较低。（ａ）和（ｃ）也称为层间干扰，（ｂ）称为层内干扰。
宏小区与Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ使用不同的频率是避免干扰的主要方法。ＬＴＥ系统中宏小区内的用户保持正交，通过软频率复用减小小区间的干扰。Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ如何自适应于它周围的环境，在出现层内或层间干扰的时候分配频谱，是一个有待解决的技术难题。
（２）Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ如何取得同步
对于ＯＦＤＭＡ空中接口，时间同步精度需要达到１郎，频率精度约２５０ｐｐｂ［３２】，
【３３】。需达到如此高的同步要求，主要是由于以下两方面原因：
（ａ）频率偏移将破坏子载波间的正交性，造成系统性能的降低。另外，由
于ＵＥ振荡器精度不高，Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ需要补偿来自ＵＥ的频率偏差。
（ｂ）在ＴＤＤ模式下，Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ需要一个精确的时间参考以协调前向链路．５３．
电子科技大学硕士学位论文
和反向链路的切换。
虽然以上两点宏基站也需要实现，但由于Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ低成本和通过ＩＰ网络回传的特点，使得一种有效的同步方案对Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ系统特别重要。
（３）低成本
相关市场研究表明，必须把Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ成本降低到１００美元以下，再加上运营商相应的补偿措施，Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ才能被消费者接受。
４．２．４网络结构
Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ的引入原则上不对移动核心网产生任何影响。其功能集成度与接入到核心网的方式是相对应的，功能集成越多，网络结构就越扁平化。针对３Ｇ网络提出的Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ网络结构可以归纳为三种，如图４—２所示。
ｌｕ．ｂ
ＦｅｍｔｏｃｅｌｌＦｅｍｔｏｃｅｌｌＦｅｍｔｏｃｅｌｌＦｅｍｔｏｃｅｌｌＦｅｍｔｏｃｅｌｌＦｅｍｔｏｃｅｌｌ
ｌｕ．ｂｏｖｅｒＩＰＲＡＮＧａｔｅＷａｙＳＩＰ／ＩＭＳ
图４－２
Ｉｕ．ｂｏｖｅｒ３ＧＦｅｍｔｏｃｅｌｌ网络结构ＩＰ方案：Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ设备只具有ＮｏｄｅＢ部分功能，是最早提出的Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ接入方案。此方案需要的初期投资小，Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ可以与宏蜂窝共用无线网络控制器（ＲａｄｉｏＮｅｔｗｏｒｋＣｏｎｔｒｏｌｌｅｒ，ＲＮＣ），网络结构清晰。其缺点是经济性能差，由于ＲＮＣ具有容量与端口的限制，理想情况是由大容量宏蜂窝基站占用端口，Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ恰恰又是端口消耗型的低容量配置设备，数目众多且同时在线用户很少，—．５４．．
第四章ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ及其协同多天线波束聚焦
必然会造成ＲＮＣ设备端口与容量的浪费。
ＲＡＮＧａｔｅＷａｙ方式：Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ设备集成了ＮｏｄｅＢ和ＲＮＣ的部分功能，在核心网与ＩＰ接入网之间引入一个新的网元，即ＲＡＮ网关（ＲＡＮＧａｔｅＷａｙ）。ＲＡＮ网关在ＩｕｏｖｅｒＩＰ接口收集来自Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ的业务，然后通过标准Ｉｕ．ＣＳ、Ｉｕ．ＰＳ端口分别送到核心网。核心网将ＲＡＮ网关当作普通ＲＮＣ设备处理，ＲＡＮ网关负责网络安全、业务汇聚、协议转换、Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ设备管理与配置及Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ设备的接入控制。
ＳＩＰ／ＩＭＳ方式：Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ与核心网之间采用基于ＳＩＰ（ＳｅｓｓｉｏｎＩｎｉｔｉａｔｉｏｎＰｒｏｔｏｃ０１）协议的连接方式，运营商需要建设一张基于ＳＩＰ协议的核心网，与现有分组、数据核心网同步运行，Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ用户由新的核心网提供服务。ＳＩＰ／ＩＭＳ方式是Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ网络发展的最终目标。
传统的３ＧＰＰ接入网ＵＴＲＡＮ由ＮｏｄｅＢ和ＲＮＣ两层节点构成。但在ＬＴＥ中为了实现低网络时延的演进目标，省去了ＲＮＣ，由Ｅ．ＵＴＲＡＮ基站（ｅＮｏｄｅＢ）构成。如图４．３所示，ｅＮｏｄｅＢ之间由Ｘ２接口连接，每个ｅＮｏｄｅＢ又和演进型分组核心网（ＥｖｏｌｖｅｄＰａｃｋｅｔＣｏｒｅｎｅｔｗｏｒｋ，ＥＰＣ）通过Ｓ１接口相连。Ｓ１接口的用户面终止在服务网关（ＳｅｒｖｉｎｇＧａｔｅｗａｙ，Ｓ－ＧＷ）上，Ｓ１接口的控制面终止在移动性管理实体（ＭｏｂｉｌｉｔｙＭａｎａｇｅｍｅｍＥｎｔｉｔｙ，ＭＭＥ）上。用户面和控制面的另一端终止在ｅＮｏｄｅＢ。
Ｅ－Ｕ＇Ｔ删
图４．３
ＬＴＥＬ＇Ｔ＇Ｅ总体系统架构ｅＮｏｄｅ统Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ的网络架构如图４－４Ｎ示ｔ１７】，【３４１。图中的ＨｅＮＢ（Ｈｏｍｅ
一５５．
电子科技大学硕士学位论文
Ｂ）ＩＮ为Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ。ＨｅＮＢ可以直接与ＥＰＣ连接，但由于ＨｅＮＢ数量众多，而且演进型分组核心网的端口数是有限的。所以在ＨｅＮＢ与ＥＰＣ之间新增一个网元ＨｅＮＢＧＷ（ＨｏｍｅｅＮｏｄｅＢＧａｔｅＷａｙ），ＨｅＮＢＧＷ类似３ＧＦｅｍｔｏｃｅｌｌ中的ＲＡＮ网关。ＨｅＮＢＧＷ能同时支持大量ＨｅＮＢ。ＨｅＮＢＧＷ与ＨｅＮＢ通过Ｓ１接口连接，ＨｅＮＢＧＷ与ＥＰＣ通过Ｓ１接口连接。ＬＴＥ目前暂不支持在ＨｅＮＢ之间进行Ｘ２连接。
掣：。答＆ｘ２謦硪Ｈ翼掣：。越◆≮一孽Ｍ卟征！／Ｓ—ＧＷ～崛／Ｓ．ＧＷＧＷ
’
翻ＮＢ＇≮墨少／ｅＮＢ、＼薹∥
图４４ＬＴＥ兮，Ｑ））态ＨｅＮＢＦｅｍｔｏｃｅｌｉ系统架构
ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ系统中ＥＰＣ视ＨｅＮＢＧＷ为ｅＮｏｄｅＢ；而ＨｅＮＢＧＷ则把ＨｅＮＢ视作ｅＮｏｄｅＢ，ＨｅＮＢ把ＨｅＮＢＧＷ视作ＥＰＣ。ＵＥ在ＨｅＮＢＧＷ的覆盖范围内切换，ＥＰＣ将不进行切换处理。
４．３ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ时间同步
ＬＴＥ可采用时分双工或频分双工两种方式。ＴＤＤ模式在上行和下行链路中使用同一个频率，为了保证发送端和接收端处理的是连续的信息流，这种单频工作基站需要很快地从时间上划分信道。它的主要优点是信道占用时间可以调整，非常适合于需要在上行或下行链路上开展不对称业务的场合。因为上下行业务流量不对称时ＦＤＤ模式会产生一定的信道空闲时期，而ＴＤＤ模式下信道空闲时间很短，因此与ＦＤＤ模式相比ＴＤＤ效率更高。ＦＤＤ模式下，通信信道的上下行链路频率不同，它更适合那些需要提供对称业务的系统。在全双工ＦＤＤ基站中，每个．５６．
第四章ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ及其协同多天线波束聚焦
物理层或者处理发送，或者处理接收，因此需要用２个独立的射频模块，所以ＦＤＤ模式的系统总体成本会比较高。
虽然视频点播、在线游戏等高带宽需求的业务是Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ的最佳应用场合，但是在目前需求并不明确的情况下，如何通过Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ提供高质量的语音服务仍然是运营商要考虑的主要因素。而Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ采用ＩＰ网络的主要缺点就是失去了同步链，基站没有了可靠精准的时钟参考，同步分配遭到破坏最终会导致掉话，直接后果就是用户满意度下降。
定时同步在Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ的效率方面也有很重要的作用。ＦＤＤ模式下，可用频谱被分为上行和下行频道，但是在ＴＤＤ模式，整个频谱被分为上下行的时隙，通过上行和下行之间的保护时隙，基站和客户端实现发送和接收的转换。然而当基站时钟出现漂移失去了同步准确性，它的ＴＤＤ帧将会超出保护时隙影响到相邻的基站。时钟源越不准确，保护时隙就要越大，否则ＴＤＤ帧就会超越保护时隙，引起错误。为了提高容量，３ＧＰＰＴＳ３６．２１１标准中定义保护时隙为７１．３４５到７１４．０６Ｉｔｓ不等，在这样的条件下需要及其精确的同步。如果基站间同步很差，那就需要加大保护时隙，这就浪费了宝贵的频谱资源。良好的同步可以降低保护带宽，相应地增加有效带宽，提高工作效率。所以Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ系统需要有一个同步架构实现时间和频率的同步。
在移动通信中，通常采用ＧＰＳ（ＧｌｏｂａｌＰｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇＳｙｓｔｅｍ）接收机获取同步信号，ＧＰＳ可以提供一个高精度的同步时钟参考。然而由于低成本和室内分布的原因，采用昂贵的ＧＰＳ接收方式并不是Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ的一个最佳方案，因此必须找到一个低成本且效率高的时钟参考。
ＩＥＥＥｌ５８８协议的出现成为ＧＰＳ接收的一种替代方案。它是专门针对分组网络设计的一种定时传送机制，采用时间分布机制和时间调度概念，客户端或从设备可以使用普通振荡器，通过软件调度与主机的主时钟保持同步，过程简单可靠，占用带宽少，与部署ＧＰＳ相比可以显著减低成本，也更便于维护。
４．３．１ＩＥＥＥ１５８８
从物理功能来分，ＩＥＥＥ１５８８协议将整个网络内的时钟分为普通时钟（Ｏｒｄｉｎａｒｙｃｌｏｃｋ）和边界时钟（Ｂｏｕｎｄａｒｙｃｌｏｃｋ）。普通时钟只有一个ＰＴＰ通信端口，也就是说普通时钟只有接收或发送时间信息的功能。而边界时钟具有多个ＰＴＰ通信端口，不．５７．
电子科技大学硕士学位论文
仅具有接收和发送时间信息的功能，还具有传递时间信息的功能。
从逻辑功能来分，ＩＥＥＥ１５８８协议将整个网络内的时钟分为主时钟（Ｍａｓｔｅｒｃｌｏｃｋ）与从时钟（Ｓｌａｖｅｃｌｏｃｋ），以及主母时钟（Ｇｒａｎｄｍａｓｔｅｒｃｌｏｃｋ）。每条ＰＴＰ通信链路上有且仅有一个主时钟和一个从时钟，构成主从（Ｍａｓｔｅｒ－ｓｌａｖｅ）关系，从时钟同步于主时钟。主母时钟也是主时钟的一类，同时它是整个网络的时钟基准，整个网络的时钟最终都同步于主母时钟。网络中，时钟的逻辑功能的划分由最佳主时钟算法（ＢｅｓｔＭａｓｔｅｒＣｌｏｃｋＡｌｇｏｒｉｔｈｍ，ＢＭＣ）确定。
图４－５ＰＴＰ域中一个简单的主从时钟结构
在一个ＰＴＰ域中，主时钟和从时钟的同步是通过在连接两时钟的通信链路上交换包含时间信息的ＰＴＰ报文来实现的。例如图４．５中，通过在通信链路１上交换ＰＴＰ报文，边界时钟１同步于普通时钟１。ＰＴＰ报文的交换机制如图４－６所示。
为了简化问题，我们先考虑一个主时钟与一个从时钟的同步过程：
（１）主时钟按照一定的时间间隔向从时钟发送一个Ｓｙｎｃ报文，这个报文在离
开主时钟时被记录下离开时间厶，在ＰＴＰ协议里称之为打时间戳
（Ｔｉｍｅｓｔａｍｐ）：从时钟收到Ｓｙｎｃ报文，并记下接收时间ｔ２；
（２）主时钟发送一个Ｆｏｌｌｏｗ
ｔｌ；
（３）从时钟发送一个Ｄｅｌａｙｊ乇ｅｑ报文给主时钟，从时钟记录下发送时间如，主
时钟收到此报文时记录下接收时间ｔ４；
（４）主时钟发送一个Ｄｅｌａｙ＿Ｒｅｓｐ报文给从时钟，此报文里嵌入了时间信息‘；（５）至此，从时钟根据＾，ｆ２，ｆ３和ｔ４就可以由式（４—２）计算出从时钟与主时钟
的偏移量ｏｆｆｓｅｔ和平均传播时延ｄｅｌａｙｍｅａｎ。．５８．
第四章ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ及其协同多天线波束聚焦
警ｗ＾需要注意的是，上述过程均假设ＰＴＰ报文从主时钟到从时钟的时间。与ＰＴＰ报文从从时钟到主时钟的时间ｋ是相等的。
主时钟
Ｔ‘＋∑．从时钟、、’
Ｆ０１１０ｗ－Ｕ、ｐ、、，
上乙ｆ二．ｔ／眈１１：呈！步／
、～、。ｅ、ｌａｙ、－Ｒｅ、ｓｐ、，
图４．６ＰＴＰ报文交换机制
４．３．２ＩＥＥＥ１５８８Ｖ２
ＩＥＥＥ１５８８能够实现亚微妙级的精确时间同步。尽管如此，ＩＥＥＥ１５８８在通信系统中的运用面临几个问题，一方面通信链路中某些部件的处理时间较长，比如路由器，这些处理时间累积后将严重影响系统的同步精度。另一方面，从图４．６可以知道，协议假设了主时钟到从时钟的时延与从时钟到主时钟的时延是相等的，然而这个假设在通信系统中常常不能满足。
针对上述问题，ＩＥＥＥ１５８８的第二版ＩＥＥＥ１５８８Ｖ２ｔ３７】增加了一类新的时钟，透明时钟（Ｔｒａｎｓｐａｒｅｎｔｃｌｏｃｋ）。透明时钟包括端对端透明时钟（Ｅｎｄ—ｔｏ—ｅｎｄＴｒａｎｓｐａｒｅｎｔｃｌｏｃｋ）矛ｆｌ对等透明时钟（Ｐｅｅｒ－ｔｏ．ｐｅｅｒＴｒａｎｓｐａｒｅｎｔｃｌｏｃｋ）。
端对端透明时钟用于测量ＰＴＰ报文通过网络设备的驻留时间，并将驻留时间写入ＰＴＰ报文的相关域中，以便从时钟准确计算链路时延。
．５９?
电子科技大学硕士学位论文
在通信网络中，对等透明时钟对准确计算主时钟与从时钟的时延有极其重要的作用。若一个交换机配有对等透明时钟模块，那么ＰＴＰ报文到达此交换机后将直接从对等透明时钟通过，这样通过交换机的ＰＴＰ报文来回路程相等，能够实现对链路延时的准确测量，对等透明时钟的链路延迟测量机制如图４－７所示。
节点Ａ
延迟请求节点节点Ｂ延迟响应节点
弋、‘、、《芝．
』，，，一一＝一一，’Ｐｄｅｌａｙ一竺：：眵／
邯磊五０川。一
图４．７
ＩＥＥＥ对等透明时钟的链路延迟测量机制４．３．３１５８８在ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ中的应用分析
ＧＰＳ是一个高准确和精确的一级时钟参考源，精度可以达到１０＿１１，提供时间和位置数据，广泛运用于无线基站的同步，例如在ＩＳ一９５中规定，ＣＤＭＡ空中序列的绝对准确度必须在３阳以内，为了满足这一要求，目前ＣＤＭＡ基站都配置了ＧＰＳ系统。ＧＰＳ性能优良，但在Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ系统中部署时却面临一些问题。ＧＰＳ需要每个基站都有一个接收机，并且保证卫星处于地面基站的视野范围内，当基站无法放在室外时，ＧＰＳ的安装和天线的空间视野都会成为棘手的问题；安装和维护ＧＰＳ天线需要较多的运营支出，因此成本昂贵，难于应用和管理；当ＧＰＳ信号丢失时需要一个保持振荡器，当长期无法接收到卫星信号时基站就会无法正常工作。ＩＥＥＥｌ５８８的出现成为ＧＰＳ的有力代替者，它的时间分布机制和时间调度概念，容许从设备使用普通振荡器，通过软件与主控机的主时钟保持同步，过程简单可靠，通过ＩＰ或以太网回程传送定时，可大幅降低每个Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ设备和安装成本。
在部署采用ＩＥＥＥ１５８８的Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ时，可以将ＩＥＥＥ１５８８主时钟安装在ＨｅＮＢＧＷ中，ＩＥＥＥｌ５８８协议在节点间提供一个价廉质优的方式来传递准确的时钟参考，．６０．
第四章ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ及其协同多天线波束聚焦
无论是ＦＤＤ还是ＴＤＤ模式它都可以满足系统的同步要求。
虽然目前还有诸多不完善的地方，但是ｍＥＥｌ５８８在设计时就特别考虑到尽量减少资源需求，对内存和ＣＰＵ没有特殊要求，工作时只需要很少的带宽和监控，支持冗余主时钟，自动选取最佳时钟，特别适合于Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ这种新兴技术。采用ＩＥＥＥｌ５８８协议的分组网络，可以解决通用以太网延迟时间长和同步能力差的瓶颈，因此将ＩＥＥＥｌ５８８引入Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ中，通过ＧＰＳ与ＩＥＥＥｌ５８８主备方案或者单独的ＩＥＥＥｌ５８８方案，运营商可以再降低成本的同时可靠高效的开展Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ业务。
相关测试表明ＩＥＥＥ１５８８Ｖ２能够实现亚微妙级的时间同步。如果祖母时钟的精度达到纳秒级，从时钟甚至能够实现亚纳秒级的时间同步。这完全能够满足ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ系统对时间同步精度的要求。
Ｗ
ＧＰＳ
＿ＰＴＰ报文～本地时钟Ｅ鱼边界时钟或透明时钟匹３主母时钟
图４．８ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ系统时间同步示意图
图４．８示意了采用ＩＥＥＥ１５８８实现ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ系统时间同步的框架。图中的主母时钟由于具有ＧＰＳ高精度时钟而成为这个ＰＴＰ域的时钟源。主母时钟携带的包含有时间信息的报文通过ＩＰ链路到达数字用户线接入复用器（ＤＳＬＡｃｃｅｓｓＭｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ，ＤＳＬＡＭ）。由于ＤＳＬＡＭ配备有透明时钟，能够准确计算与交换机之间的时延，最终ＤＳＬＡＭ同步于主母时钟。ＨｅＮＢ配备有边界时钟，它同步于ＤＳＬＡＭ的同时将ＰＴＰ时间报文传递给ＨｅＮＢ，使得ＨｅＮＢ同步于主母时钟。整个系统完成时间同步。
当然，由于交换机处的ＧＰＳ时钟离ＨｅＮＢ拓扑距离较远，最佳主时钟算法也可能不选择它作为主母时钟而直接选择ＤＳＬＡＭ或ＨｅＮＢＧＷ的本地时钟作为主．６１－
电子科技大学硕士学位论文
母时钟。
４．４协同多天线波束聚焦
由４．２节的分析可以知道，Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ主要用于室内、办公室以及诸如篮球馆等热点地区的覆盖。在这些场景下，传统的多天线集中式天线阵列向移动台传输的信号只能位于移动台的一侧，到达接收阵列的信号更趋于集中在一个主要方向，角度扩散小，即到达角度的扩展受到根本性的限制。而分布式无线通信系统中分布式天线阵元间隔足够大，有能力使得信号从各个方向传播到移动台，为更充分的利用空间和多个基站间的协作关系提供了良好的系统平台。
基于现有的智能天线与分布式系统的基础得到一种基于聚焦信号的分布式多天线通信方法及系统：移动台根据分布式基站及其自身位置等信息确定方向图，方向图中有多个场强相对较强的指向，这些场强相对较强的方向，分别指向不同的基站天线；分布式基站根据移动台的具体地理位置选择适当的基站及其天线进行聚焦操作，在移动台周围形成一个聚焦场。
这种协同分布式多天线结构下靠近用户的信号方向图呈椭球形，是一种聚焦信号的表现。
４．４．１传统波束形成原理
传统的波束成形技术由于集中式天线阵列与目标用户在地理位置上呈点到点的线型拓扑结构。单个面阵的方向图公式如式（４．３），得到的波束图如图４－９所示。
Ｆ旧，伊）＝（４—３）
其中Ｍ，Ⅳ分别为天线阵长宽的天线个数，ｄ的距离为天线阵元的间距，力为发射波长，矽，０分别为场点相对于天线阵的方位角和仰俯角，（Ｏｏ，Ｏｏ分别为聚焦点相对于天线阵的方位角和仰俯角【３８１。．６２．
第四章ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ及其协同多天线波束聚焦
１∞
卯
邑即Ｎ
７０
．羁
１∞
９０
§∞Ｎ
７０
．躬
．１０
图４．９单波束形成图及两波束相交图
方向图公式（４－３）得出的Ｆ（Ｏ，够）表示天线阵辐射场的方向性分量，并不包括距离分量的影响。但在实际环境中，电磁场中的场强同时受到方向分量和距离分量的影响。电磁场场强的表示在远近场两种场景下需要加以区别。远区场的相关定义及电磁现象如下【３９】。
电基本阵子的磁场强分量分别为：
日，＝０
Ｈｏ＝０（４—４）（４—５）
％掣ｐ斋卜
其中，，为导线上的电流强度，ｋ为相位常数，，为场点尸与源点的距离。
电场强分量分别为：．６３．件６，
岛＝警ｐ斋茜Ｐ
色＝０
当扫》１时，ｒ巨＝警潞前Ｐ电子科技大学硕士学位论文∽，降酌（４?９）ｚ》２／２鼻ｒ，即，．远大于波长五的区域时，１／触》ｌ／（扫）２》１／（妇）３，在式（４．４）－（４．５）中，起主要作用的是含１／扫的低次幂项，且相位因子Ｐ一弦必须考虑。因此，远区电磁场表达式简化为：Ｅｅ：ｊ掣ｅ呐：ｊ黑嚏ｓｉｎＯ．ｅ－弦（４－１０）４７１＂ｗｓｒｚＡｒ
Ｈｐ＝ｊｉＩｄｌｋｓｉｎｏｅ－ｊｋｒ．＿ｊ１ＩｄｌｓＦｉｎｏｆ如（４－１１）
可以得到空间中场强的有效值与ｒ成反比。
通过方向图公式（４．３）与以上电基本阵子的电磁场的分析，可以对空间点场强进行距离的加权得到相对场强，。＝吖尺，Ｆ为方向图中的Ｆ（Ｏ，缈），Ｒ为源点与场点的距离。
由于距离增大时，通过以上公式得出的相对场强值过小，因此之后的分析中，都对场强统一进行适当加权。得到的为加权场强。之后提到的场强均为加权后的扬ｉ强。
４．４．２聚焦原理
在本文所述的聚焦模型中，移动用户大多数情况下处于多个分布式天线的“包围”之中，呈多点围绕一点的面状拓扑结构。
为证实协同分布式多天线结构下通过波束聚焦将形成的靠近用户的宽带信号椭球形方向图，本小节将对聚焦模型在远区电磁场内的场强分布进行分析。设有Ｋ个天线阵分布在移动用户周围。．．６４．．
第四章ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ及其协同多天线波束聚焦
聚焦波束等场强图
．；
；：；
●●∞
一邑Ｎ∞加
０
．Ｉ－稆卯扣
图４－１０波束聚焦图
根据４．４．１小节分析，第ｉ个天线阵的相对场强为Ｆ”＝ｆ（只，仍）／Ｒ（ｆ＿１，…，Ｋ）。则Ｋ个天线阵聚焦在移动用户的相对场强表达式为：
肚墨（岛’％～Ｆ（够’％…最（＆’咙
Ｒ（江１，…，Ｋ）代表第ｆ个天线阵的距离加权。，为聚焦点的总场强。（４－１２）其中，符号定义Ｆ（９，够）（扛１，…，Ｋ）代表第ｆ个天线阵的场强的方向分量。
构造本文聚焦研究场景：四个１１×１１的天线阵（基站）分别放置在１００ｍ×１００ｍ的正方形的四个角上，取ｘ，Ｙ均为２０＂－＇－＇８０的范围来观察场强，ｘ，ｙ，ｚ的单位均为米。聚焦点（移动台）为整个区域的中心点，即（‰，Ｙｏ，ｚｏ）＝（５０，５０，０）。所有天线阵均为阵元间距为２／２的１１×１１的面阵。
图４．１０给出了本文研究场景下，四个波束在聚焦点附近形成的聚焦示意图。图中所绘出的空间点是四波数相交后总相对场强点Ｆ。相同的点，可见中心聚焦点被等场强点构成的椭球体形状方向图包围。
．６５．
电子科技大学硕士学位论文
４．４．３聚焦图与波束图对比分析
根据公式（４—３）及公式（４．１２），将单波束下及聚焦下的同场强点做对比。场景俯视图对比及平面图对比如图４—１１、图４—１２，其中五角星标志为聚焦点Ａ。
单波柬俯视图
Ｅ
＞－
Ｘ（ｍ）
，▲■＿ｌ■－四波柬聚焦俯视图』—■ｋ
水等场强点
聚焦点爱≥
７丌ｒｒ盯１●Ｉ，ｔｌ’７ｒｒｒｒ。－●
第四章ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ及其协同多天线波束聚焦
单波束平视图
二
Ｎ
ｙ（哟
四波束聚焦平视图
√＿、
Ｃ
Ｃ：，Ｎ
Ｙ（ｍ）
图４—１２单波束与四波束聚焦等场强场景平面图对比
４．４．４分析及仿真结果
由图４．１１、图４．１２可得以下结论：传统波束模型下，到达接收阵列的信号更趋于集中在一个主要方向，能量分布不均匀，等能量点纺锤形分布。聚焦模型下，移动台周围形成一个聚焦场，到达移动台的信号来自不同方向，角度扩散很大，等能量点椭球形分布，移动台能够接收到更多的能量。．６７．
电子科技大学硕士学位论文
４．５本章小结
本章４．２节首先分析了在ＬＴＥ中使用Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ技术的各种优势，包括解决室内覆盖，提高系统容量等；然后，阐述了Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ在ＬＴＥ中应用面临的一些技术方面的挑战；最后，结合３ＧＦｅｍｔｏｃｅｌｌ的网络结构介绍了基于ＨｅＮＢＧａｔｅｗａｙ的ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ网络结构。
４．３节针对Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ在ＬＴＥ中应用面临时间同步这个技术难点，提出了基于ＩＥＥＥ１５８８Ｖ２的解决方案。首先，回顾了现有的时间同步方案，通过分析发现这些方案不适合ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ系统；然后，介绍了ＰＴＴ协议ＩＥＥＥ１５８８和它的第二版ＩＥＥＥ１５８８Ｖ２，在阐述精确时间同步协议的基础上对该协议在ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ系统中的应用进行了分析。
４．４节针对Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ的应用场景提出了基于聚焦信号的分布式多天线通信方法。通过仿真，得出单波束图，聚焦示意图及单波束与波束聚焦等场强比较图。分析结果表明：聚焦模型较传统波束模型能量分布更均匀。．６８．
第五章全文总结
第五章全文总结
５．１本文主要内容和贡献
ＬＴＥ技术是３Ｇ向４Ｇ平滑演进的过渡性技术，从目前无线通信技术的发展趋势来看，对ＬＴＥ技术的研究具有重要的意义。本论文针对ＬＴＥ下行链路物理层技术进行研究。本文的主要内容和贡献如下：
（１）结合ＯＦＤＭ的基本原理，分析了ＬＴＥ如何确定ＯＦＤＭ循环前缀长度和子
载波间隔，以满足ＬＴＥ大半径小区覆盖和高速移动的技术要求。阐述了ＬＴＥ的帧结构以及基于资源块的时频资源分配方式。详细分析了ＬＴＥ下行参考信号图案，并通过计算机仿真验证了小区专属参考信号图案和ＭＢＳＦＮ参考信号图案的合理性。
（２）详细分析了ＬＴＥ下行采用的几种空间分集技术和线性预编码技术，并通
过计算机仿真验证了这些技术对ＢＥＲ性能的改善。为了在衰落信道下更好的恢复发送数据，ＬＴＥ物理层下行采用了多种空间分集技术，包括空频分组码和天线切换分集。计算机仿真表明在多径信道中空频分组码能够获得良好的分集增益，而且空频分组码具有对多普勒频移不敏感的优点。当发射天线数为４时，ＬＴＥ采用空频分组码与天线切换分集相结合的传输分集方案。计算机仿真表明结合信道编码此传输分集方案相对空频分组码能够进一步改善ＢＥＲ性能。同时此传输分集方案不会导致频谱效率的降低。为了提高下行频谱利用率，ＬＴＥ采用了空间分集技术。线性预编码技术作为一种闭环空间分集技术，不仅能提供复用增益，而且能够提高系统的可靠性，计算机仿真也验证了这一点。
（３）针对ＬＴＥ面临室内覆盖的难点，提出在ＬＴＥ中使用Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ技术。详细
分析了ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ的优势与技术挑战，并结合３ＧＦｅｍｔｏｃｅｌｌ的网络结构介绍了ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ的网络结构。针对Ｆｅｍｔｏｅｅｌｌ系统时间同步这个技术难点，在阐述精确时间同步协议的基础上对该协议在ＬＴＥＦｅｍｔｏｃｅｌｌ系统中的应用进行了分析。然后针对Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ的应用场景，传统的波束形成技术由于集中式天线阵列与目标用户在地理位置上呈点到点的线型拓．６９．
电子科技大学硕士学位论文
扑结构，通常在空间中的方向图是纺锤形，本文提出了一种协同分布式结构下的波束形成技术。通过仿真得出单波束图，聚焦示意图及单波束与波束聚焦等场强比较图。分析结果表明：聚焦模型较传统波束模型能量更集中，分布更均匀，能量利用率更高。
５．２对下一步工作的建议和未来研究方向
由于本文作者的时间与水平有限，对ＬＴＥ物理层技术的研究只进行了初步的探索，尚有一些问题有待更深入的讨论和研究。下面列出对下一步工作的建议和未来可能的研究方向：
（１）ＯＦＤＭ系统存在易受频率偏移影响的缺点。如何有效估计与补偿多普勒频
移，而且由于移动终端小型化、功率有限等因素，多普勒频移估计与补偿算法不能太过复杂。因此，合理的多普勒频移估计与补偿算法研究对ＬＴＥ的应用具有重要意义。
（２）本文分别研究了ＬＴＥ多天线技术中的空间分集技术和线性预编码技术，
但都是针对单用户环境进行的。ＬＴＥ下行多用户ＭＩＭＯ技术具有重要的研究价值，有待进一步研究。
（３）Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ在ＬＴＥ中的应用还面临许多其他技术难点，比如频率分配、干
扰管理等，这些都有待下一步深入研究。．７０．
致谢
致谢
当完成这篇论文的时候，三年充实的研究生生活也即将结束。在此由衷感谢电子科技大学，感谢通信抗干扰技术国家级重点试验室的老师，感谢养育我的父母以及～直以来给予我热心帮助的朋友们。
作为一名电子科技大学的硕士研究生，母校赋予我诚实、友善的处世风格和严谨、坚韧的治学态度。三年研究生生活，为我提供了学科基础知识与自身综合素质兼修互长的优良环境，让我在全面掌握知识的同时注重专业技能的培养，为理论联系实际打下了坚实的基础。
特别感谢我的导师唐友喜教授。感谢唐老师给予我参加科研项目的机会。感谢一直以来唐老师对我的信任以及每次进步后的肯定，感谢他始终用火热的激情勉励大家不断提高，用独特的信任鼓舞每个人成长。愿他身体健康，阖家幸福。
感谢邵士海老师，师兄何昭君、陈清华、黄川、杨小孟，同学何来、易新平、张霞以及师弟徐毅、韩亮、吴童，每个人非凡的潜力和极端的工作热情对我影响深刻，这段团队协作、相互激励的科研经历将是我人生最珍贵的记忆。
感谢抗干扰实验室２００６级研究生王家帆、刘田军、赵贤、彭祖国、刘同领、蔺振超、陈龙、文利、周娟，我们自研一下学期以来便分属不同的项目组，虽然相聚时间不多，却非常高兴能共度这段三年求学的好时光。
感恩父亲母亲，感谢他们在我２５年成长岁月中所投入的心血，他们像天下所有父母一样无私奉献，理解包容，以生活的历练指导我在人生路口做出一次次正确的选择。他们不能为我的论文提出任何改进意见，但是却以默默的支持帮助我完成了论文以外的所有工作。他们是我永远依赖的港湾。
最后，向所有对本论文提出过宝贵意见的同行专家、老师、同学们致以最诚挚的谢意！．７１．
电子科技大学硕士学位论文
参考文献
１Ｊ尤肖虎．未来移动通信技术发展趋势与展望．电信技术，２００３，（６）：１４—１７．
徐景，胡宏林，周婷．３ＧＰＰＬＴＥ标准化进展．中兴通讯技术，２００７，１３（２）：９～１２．１Ｊ
ｎ口ｐ１Ｊ
Ｈ１Ｊ沈嘉，姜涛．ＵＭＴＳ演进之路．移动通信，２００６，３０（１２）：２０－２３．彭木根，李涛，陈宜杰，王文博．移动ＷｉＭＡＸ系统的关键技术及未来演进．电信科学，
２００７，２３（７）：２６－－３２．
【５】沈嘉，索士强，全海洋，等．３ＧＰＰ长期演进（ＬＴＥ）技术原理与系统设计．北京：人民邮电
出版社。２００８．
１Ｊ胡宏林，徐景．３ＧＰＰＬＴＥ无线链路关键技术．北京：电子工业出版社，２００７．
３ＧＰＰＴＲ２５．９１３
３ＧＰＰＴＲ２５．８１１ＪＶ７．３．０（２００６）．ＲｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔｓｆｏｒＥｖｏｌｖｅｄＵＴＲＡａｎｄＥｖｏｌｖｅｄＵＴＲＡＮ．１Ｊ４Ｖ７．１．０（２００６）．ＰｈｙｓｉｃａｌＬａｙｅｒＡｓｐｅｃｔｓｆｏｒＥｖｏｌｖｅｄＵＴＲＡ．
陋ｐ隅ｐ１Ｊ
ＵＣ３ＧＰＰＲ卜０５０６７２．Ｔｅｘｔｐｒｏｐｏｓａｌ：ＵＬ３ＧＰＰＲ１—０５０６７５．ＴｅｘｔＯＦＤＭＡ．ＳｏｐｈｉａＡｎｔｉｐｏｌｉｓ，Ｆｒａｎｃｅ，Ｊｕｎｅ，２００５．ＴＤＤＳｃｈｅｍｅｆｏｒＴＲ２５．８１４．Ｓｏｐｈｉａｐｒｏｐｏｓａｌ：Ｍｕｌｔｉ－ｃａｒｄｅｒＣＤＭＡ
Ａｎｔｉｐｏｌｉｓ，Ｆｒａｎｃｅ，Ｊｕｎｅ，２００５．
【ｌ１】３ＧＰＰＴＳ３６．２０１Ｖ８．１．０（２００７—１１）．ＥｖｏｌｖｅｄＵｎｉｖｅｒｓａｌＴｅｒｒｅｓｔｒｉａｌＲａｄｉｏＡｃｃｅｓｓ（Ｅ－ＵＴＲＡ）：
ｍ
［１２］ＰｈｙｓｉｃａｌＬａｙｅｒ—ＧｅｎｅｒａｌＤｅｓｃｒｉｐｔｉｏｎ．（Ｒｅｌｅａｓｅ８）．ＵｎｉｖｅｒｓａｌＴｅｒｒｅｓｔｒｉａｌＲａｄｉｏ３ＧＰＰＴＳ３６．２１１Ｖ８．４．０（２００８－０９）．ＥｖｏｌｖｅｄＡｃｃｅｓｓ（Ｅ－ＵＴＲＡ）：
ＰｈｙｓｉｃａｌＣｈａｎｎｅｌｓａｎｄＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ，（Ｒｅｌｅａｓｅ８）．
［１３１
【１４】
【１５】佟学俭，罗涛．ＯＦＤＭ移动通信技术原理与应用．北京：人民邮电出版社，２０００．王文博，郑侃．宽带无线通信ＯＦＤＭ技术（第二版）．北京：人民邮电出版社，２００７．３ＧＰＰＴＳ３６．１０１
ＵｓｅｒＥｑｕｉｐｍｅｎｔＶ８．３．０（２００８－０９）．Ｅｖｏｌｖｅｄ０－ＪＥ）ｒａｄｉｏｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎａｎｄＵｎｉｖｅｒｓａｌＴｅｒｒｅｓｔｒｉａｌＲａｄｉｏＡｃｃｅｓｓ（Ｅ—ＵＴＲＡ）：ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ，（Ｒｅｌｅａｓｅ８）．
ＵｎｉｖｅｒｓａｌＴｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ【１６】３ＧＰＰＴＳ３６．１０４
ＢａｓｅＶ８．３．０（２００８—０９）．ＥｖｏｌｖｅｄＲａｄｉｏＡｃｃｅｓｓ（Ｅ－ＵＴＲＡ）：Ｓｔａｔｉｏｎ（ＢＳ）ｒａｄｉｏｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎａｎｄｒｅｃｅｐｔｉｏｎ，（Ｒｅｌｅａｓｅ８）．
Ｖ８．７．０（２００８－１２）．Ｅｖｏｌｖｅｄ
ＲａｄｉｏＵｎｉｖｅｒｓａｌＴｅｒｒｅｓｔｒｉａｌＲａｄｉｏ［１７】３ＧＰＰＴＳ３６．３００Ａｃｃｅｓｓ（Ｅ－ＵＴＲＡ）ｄｅｓｃｒｉｐｔｉｏｎ，ａｎｄＥｖｏｌｖｅｄＵｎｉｖｅｒｓａｌＴｅｒｒｅｓｔｒｉａｌＡｃｃｅｓｓＮｅｔｗｏｒｋ（Ｅ－ＵＴＲＡＮ）：Ｏｖｅｒａｌｌ
Ｓｔａｇｅ２，（Ｒｅｌｅａｓｅ８）．
【１８】３ＧＰＰＴＳ２２．１４６Ｖ８－３．０．ＭｕｌｔｉｍｅｄｉａＢｒｏａｄｃａｓｔ／ＭｕｌｔｉｃａｓｔＳｅｒｖｉｃｅ．
．７２．
参考文献
【１９】ＮｉｃｏｌａｅＣｈｉｕｒｔｕ，ＢｉｘｉｏＲｉｍｏｌｄｉ，ａｎｄＥｍｒｅＴｅｌａｔａｒ．ＯｎＴｈｅＣａｐａｃｉｔｙｏｆＭｕｌｔｉ－Ａｎｔｅｎｎａ
ＧａｕｓｓｉａｎＣｈａｎｎｅｌｓ．ＩｎＰｒｏｃＩＥＥＥＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＴｈｅｏｒｙ，Ｊｕｎ．２００１：５３．
【２０】ＧｊＦｏｓｃｈｉｎｉ，ＭｊＧａｎｓ．Ｏｎｌｉｍｉｔｓｏｆｗｉｒｅｌｅｓｓｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｉｎａｆａｄｉｎｇｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔｗｈｅｎ
ｕｓｉｎｇｍｕｌｔｉｐｌｅａｎｔｅｎｎａｓ．ＷｉｒｅｌｅｓｓＰｅｒｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．，１９９８，６（３）：３１１～３３５．
ＡＲＣａｌｄｅｒｂａｎｋ．Ｓｐａｃｅ—ｔｉｍｅｃｏｄｅｓｆｏｒｈｉｇｈｄａｔａｒａｔｅｗｉｒｅｌｅｓｓ【２１】ＶＴａｒｏｋｈ，ＮＳｅｓｈａｄｆｉ，ａｎｄ
ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｃｄｔｅｄｏｎａｎｄｃｏｄｅｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｏｎ．ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ＩｎｆｏｒｍｏｒｍａｔｉｏｎＴｈｅｏｒｙ，Ｍａｒ．１９９８，４４（２）：７４４～７６５．
【２２】ＳｉａｖａｓｈＭＡｌａｍｏｕｔｉ．ＡＳｉｍｐｌｅＴｒａｎｓｍｉｔＤｉｖｅｒｓｉｔｙＴｅｃｈｎｉｑｕｅｆｏｒ
ＩＥＥＥＪｏｕｒｎａｌｏｎＷｉｒｅｌｅｓｓＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ．Ｓｅｌｅｃｔ．ＡｒｅａｓｉｎＣｏｍｍｕｎ．，ｏｃｔ．１９９８，ｖ０１．１６（８）：１４５１～Ｉｌ４５８．
【２３】ＶａｈｉｄＴａｒｏｋｈ，ＨａｍｉｄＪａｆａｒｋｈａｎｉ，ＡＲＣａｌｄｅｒｂａｎｋ．Ｓｐａｃｅ?ＴｉｍｅＢｌｏｃｋＣｏｄｅｓｆｒｏｍＯｒｔｈｏｇｏｎａｌ
Ｄｅｓｉｇｎｓ．ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＴｈｅｏｒｙ，Ｊｕｌ．１９９４，ｖ０１．４５（５）：１４５６—１４６７．
【２４】ＭｉｃｈａｅｌＴ．Ｉｖｒｌａｃ，ＷｏｌｆｇａｎｇＵｔｓｃｈｉｃｋ．ＯｎＴｉｍｅ－ＳｗｉｔｃｈｅｄＳｐａｃｅ－ＴｉｍｅＴｒａｎｓｍｉｔＤｉｖｅｒｓｉｔｙｉｎ
ＭＩＳＯＳｙｓｔｅｍｓ．ＩｎＰｒｏｃ．ＶＴＣ，Ｓｅｐ．２００２．ｖ０１．２：７１０—７１４．
［２５】Ｓ．Ｔｈｉｒｕｋｋｕｍａｒａｎ，Ｋ．Ｋ．Ｐａｎｇ．Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ
ａｎｄａｎａｌｙｓｉｓａｎｄｃｏｍｐａｒｉｓｉｏｎｏｆｔｒｅｌｌｉｓｃｏｄｅｄＳＴＴＤＴＳＴＤｓｃｈｅｍｅｓｆｏｒＣＤＭＡｓｙｓｔｅｍ．ＩＥＥＥＴＥＮＣＯＮ，Ｎｏｖ．２００５：１－６．
【２６】３ＧＰＰＴＳ３６．２１２Ｖ８．４．０（２００８－０９）．ＥｖｏｌｖｅｄＵｎｉｖｅｒｓａｌＴｅｒｒｅｓｔｒｉａｌＲａｄｉｏＡｃｃｅｓｓ（Ｅ－ＵＴＲＡ）：
Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇａｎｄｃｈａｎｎｅｌｃｏｄｉｎｇ，（Ｒｅｌｅａｓｅ８）．
【２７］ＤａｖｉｄＪ．Ｌｏｖｅ，ＲｏｂｅｒｔＷ．Ｈｅａｔｈ．Ｌｉｍｉｔｅｄｆｅｅｄｂａｃｋｕｎｉｔａｒｙｐｒｅｃｏｄｉｎｇｆｏｒｓｐａｔｉａｌｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ
ｓｙｓｔｅｍｓ．ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．Ｉｎｆｏｒｍ．，Ａｕｇ．２００５，ｖ０１．５１（８）：２９６７～２９７６．
ｕｎｉｔａｒｙｐｒｅｅｏｄｉｎｇ【２８］ＤａｖｉｄＪ．Ｌｏｖｅ，ＲｏｂｅＲＷ．Ｈｅａｔｈ．Ｌｉｍｉｔｅｄｆｅｅｄｂａｃｋｆｏｒｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ
ｓｐａｃｅ－ｔｉｍｅｂｌｏｃｋｃｏｄｅｓ．ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，Ｊａｎ．２００５，ｖ０１．５３（１）：６４～７３．
ＳｔａｎｄａｒｄｆｏｒＦｅｍｔｏｃｅｌｌ—ｔｏ－ＣｏｒｅＮｅｔｗｏｒｋＣｏｎｎｅｃｔｉｖｉｔｙ．【２９】ＫｉｎｅｔｏＷｉｒｅｌｅｓｓ．Ｉｎｃ．Ｉ
ＷｈｉｔｅＭＡ：Ｔｈｅ３ＧＰＰＡＫｉｎｅｔｏＰａｐｅｒ．Ａｕｇ．２００７．
［３０】ＨｏｌｇｅｒＣｌａｕｓｓｅｎ，ＬｅｓｔｅｒＺ彤Ｈｏ．ＬｏｕｉｓＧＳａｍｕｅｌ．Ａｎｏｖｅｒｖｉｅｗｏｆｔｈｅｆｅｍｔｏｃｅｌｌｃｏｎｃｅｐｔ．
ＢｅｌｌＬａｂｓＴｅｃｈｎｉｃａｌＪｏｕｒｎａｌ，Ｓｐｒ．２００８，ｖ０１．１３（１）：２２１－２４５．
【３１】ＶｉｋｒａｍＣｈａｎｄｒａｓｅｋｈａｒ，ＪｅｆｆｒｅｙＡｎｄｒｅｗｓ，ＡｌａｎＧａｔｈｅｒｅｒ．Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ
ＩＥＥＥＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓＮｅｔｗｏｒｋｓ：ＡＳｕｒｖｅｙ．Ｍａｇａｚｉｎｅ，Ｓｅｐ．２００８，ｖ０１．４６（９）：５９—６７．
［３２】
［３３】
【３４】Ｐｉｃｏｃｈｉｐ．ＷｈｉｔｅＰａｐｅｒ：ＴｈｅＣａｓｅＦｏｒＨｏｍｅＢａｓｅＳｔａｔｉｏｎｓ．Ａｐｒ．２００７．Ｊ．ＧＡｎｄｒｅｗｓ，Ａ．Ｇｈｏｓｔ，ａｎｄ３ＧＰＰＴＳ３６．３２１
Ｅｖｏｌｖｅｄ
ｐｒｏｔｏｃｏｌＲ．Ｍｕｈａｍｅｄ．ＦｕｎｄａｍｅｎｔａｌｓｏｆｗｉＭＡＸ．Ｐｒｅｎｔｉｃｅ－Ｈａｌｌ，２００７．Ｎｅｔｗｏｒｋ：Ｖ８．３．０（２００８—０９）．ＴｅｃｈｎｉｃａｌＴｅｒｒｅｓｔｒｉａｌＲａｄｉｏＳｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎＧｒｏｕｐＲａｄｉｏＡｃｃｅｓｓＡｃｃｅｓｓＵｎｉｖｅｒｓａｌＡｃｃｅｓｓ（Ｅ—ＵＴＲＡ）ＭｅｄｉｕｍＣｏｎｔｒｏｌ（ＭＡＣ）ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ，（Ｒｅｌｅａｓｅ８）．．７３．
电子科技大学硕士学位论文
【３５］３ＧＰＰＴＲ２５．８３６Ｖ４．１．０（２００ｌ一０３）．Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ
ＴＤＤ，（Ｒｅｌｅａｓｅ４）．ＳｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎＧｒｏｕｐＲａｄｉｏＡｃｃｅｓｓＮｅｔｗｏｒｋ：ＮｏｄｅＢＳｙｎｃｈｒｏｎｉｓａｔｉｏｎｆｏｒ
【３６】ＩＥＥＥＩｎｓｔｒｕｍｅｎｔａｔｉｏｎａｎｄ
ＳｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎＰｒｏｔｏｃｏｌｆｏｒＭｅａｓｕｒｅｎｍｅｎｔＳｏｃｉｅｔｙ．ＩＥＥＥＳｔａｎｄａｒｄｆｏｒａＰｒｅｃｉｓｉｏｎＣｌｏｃｋＮｅｔｗｏｒｋｅｄＭｅａｓｕｒｅｍｅｎｔａｎｄＣｏｎｔｒｏｌＳｙｓｔｅｍｓ．Ｊｕｌ．２００８．
ａ【３７】ＩＥＥＥＩｎｓｔｒｕｍｅｎｔａｔｉｏｎａｎｄＭｅａｓｕｒｅｍｅｎｔＳｏｃｉｅｔｙ．１５８８ＩＥＥＥＳｔａｎｄａｒｄｆｏｒＰｒｅｃｉｓｉｏｎＣｌｏｃｋ
ＳｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎＰｒｏｔｏｃｏｌｆｏｒＮｅｔｗｏｒｋｅｄＭｅａｓｕｒｅｍｅｎｔａｎｄＣｏｎｔｒｏｌＳｙｓｔｅｍｓ．ＴｈｅＩｎｓｔｉｔｕｔｅｏｆＥｌｅｃｔｒｉｃａｌａｎｄＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＥｎｇｉｎｅｅｒｓ，Ｉｎｃ，Ｎｏｖ．２００２．
【３８】
【３９］龚耀寰．自适应滤波．电子工业出版社，２００３年７月．杨儒贵，刘运林．电磁场与波简明教程．科学出版社，２００６年１月．．．７４．．
个人简介
个人简历
李三江，男，汉族，中共预备党员，１９８３年８月１５日生于四川省达州市。２００１年９月考入桂林电子科技大学信息与通信工程学院，就读于通信工程专业，２００５年７月获工学学士学位。
２００６年９月考入电子科技大学通信抗干扰技术国家级重点实验室，攻读通信与信息系统专业硕士学位，研究方向为移动与扩频通信。．７５．
电子科技大学硕士学位论文
本文作者已发表、录用和在审的文章
已录用和发表的文章：
［１】李三江，唐友喜．Ｆｅｍｔｏｃｅｌｌ同步技术研究．２００８年中国西部青年通信学术会
议，成都，２００８年１２月，４２－－４６．．７６．
本文作者在攻读硕士学位期间参加的科研项目
本文作者在攻读硕士学位期间参加的科研项目
参加的科研项目：
２００７年８月至２００８年６月，国家级重点实验室基金：ＸＸＸＸ关键技术实验验证。
２００８年７月至２００９年３月，ＬＴＥ物理层技术研究。．７７．
LTE物理层下行关键技术研究作者：
学位授予单位：李三江电子科技大学
本文链接：http://d..cn/Thesis_Y1505271.aspx