课程设计任务书
学生姓名： 专业班级： 电信
指导教师： 工作单位： 信息工程学院
题 目: 音频功率放大器的设计仿真与实现
初始条件：
可选元件：集成功放，电容、电阻、电位器若干；或自选元器件。直流电源±12V，或自选电源。
可用仪器：示波器，万用表，毫伏表等。
要求完成的主要任务:
（1）设计任务
根据技术指标和已知条件，选择合适的功放电路，如：OCL、OTL或BTL电路。完成对音频功率放大器的设计、装配与调试。
（2）设计要求
1 输出功率10W/8Ω；频率响应20~20KHz；效率>60﹪；失真小。
2 选择电路方案，完成对确定方案电路的设计。
3 利用Proteus或Multisim仿真设计电路原理图，确定电路元件参数、掌握电路工作原理并仿真实现系统功能。
4 安装调试并按规范要求格式完成课程设计报告书。
5 选做：利用仿真软件的PCB设计功能进行PCB设计。
时间安排：
1 第18周前半周，完成仿真设计调试；并制作实物。
2 第18周后半周，硬件调试，撰写、提交课程设计报告，进行验收和答辩。
指导教师签名： 年 月 日
系主任（或责任教师）签名： 年 月 日
目录
1 设计任务与要求……………………………………………………………………………..1
1.1设计任务…………………………………………………………………………………...1
1.2设计要求…………………………………………………………………………………...1
2 设计方案………………………………………………………………………………………...1
3 选择器件与参数运算………………………………………………………………………2
3.1运放NE5532介绍……………………………………………………………………..2
3.2 TDA 2030介绍………………………………………………………………………….4
3.3功率计算……………………………………………………………………………………5
4 单元电路设计…………………………………………………………………………………6
4.1主电源电路………………………………………………………………………………..6
4.2调音电路……………………………………………………………………………………6
4.3功率放大电路……………………………………………………………………………7
5 电路设计仿真…………………………………………………………………………………9
5.1仿真电路图………………………………………………………………………………..9
5.2仿真结果………………………………………………………….9
6 心得体会……………………………………………………………………………………….10
7 参考文献……………………………………………………………………………………….11
附表一：电路原理图………………………………………………………………………….12
附表二：元器件清单……………………………………………………13
附表三：实物图…………………………………………………………14
1设计任务与要求
1.1设计任务
根据技术指标和已知条件，选择合适的功放电路，如：OCL、OTL或BTL电路。完成对音频功率放大器的设计、装配与调试。
1.2设计要求
① 输出功率10W/8Ω；频率响应20~20KHz；效率>60﹪；失真小。
② 选择电路方案，完成对确定方案电路的设计。
③ 利用Proteus或Multisim仿真设计电路原理图，确定电路元件参数、掌握电路工作原理并仿真实现系统功能。
④ 安装调试并按规范要求格式完成课程设计报告书。
⑤ 选做：利用仿真软件的PCB设计功能进行PCB设计。
2设计方案
音频功率放大器的作用是将声音源输入的信号进行放大，然后输出驱动扬声
器。声音源的种类有很多种，故输出信号的电压差别很大，从零点几毫伏到几百
毫伏。一般动率放大器的输入灵敏度是一定的，这些不同的声音源信号如果直接
输入到功率放大器的话，对于输入信号过低的，功率放大器功率输出不足，不能
充分发挥功放的作用；加入输入信号的幅值过大，功率放大器的输出信号将严重
过载失真。这样就失去了音频放大的意义了，所以一个实用音频功率放大系统必
须设置前置放大器，以便使放大器适应不同的输入信号，或放大，或衰减，或进
行阻抗变换，使其与功率放大器的输入灵敏度相匹配。最后音频放大器由前置放
大器和音调控制电路和功率放大器三部分组成。如图1所示
图1音频放大器组成框图
3选择器件与参数运算
3.1运放NE5532介绍
NE5532是高性能低噪声运放，与很多标准运放（如1458）相似，它具有较
好的噪声性能，优良的输出驱动能力及相当高的小信号与电源带宽。
（1）小信号带宽：10MHz；
（2）输出驱动能力：600，10V；
（3）输入噪声电压：5nV/√HZ（典型值）；
（4）DC 电压增益：50000；
（5）AC 电压增益：10KHz 时2200；
（6）电源带宽：140KHz；
（7）转换速率：9V/μS；
（8）大电源电压范围：±3～±20V。
极限参数：
电源电压：Vs …………………… ±22V
输入电压：VIN …………………… ±V 电源V
差分输入电压：VDIFF …………………… ±5V
工作温度范围：TA …………………… 0℃～70℃
存贮温度：TSTG …………………… -65℃～150℃
结温：Tj …………………… 150℃
功耗（5532FE）：PD …………………… 1000mW
引线温度（焊接，10S）…………………… 300℃
直流电气参数：如图2 所示。
图2直流电气参数
交流电气参数如图3所示
图3交流电气参数
3.2 TDA 2030介绍
TDA 2030是一块性能十分优良的功率放大集成电路，其主要特点是上升速率高、瞬态互调失真小，在目前流行的数十种功率放大集成电路中，规定瞬态互调失真指标的仅有包括TDA 2030在内的几种。我们知道，瞬态互调失真是决定放大器品质的重要因素，该集成功放的一个重要优点。
TDA2030A功率放大管利用三极管的电流控制作用或场效应管的电压控制作用将电源的功率转换为按照输入信号变化的电流。因为声音是不同振幅和不同频率的波，即交流信号电流，三极管的集电极电流永远是基极电流的β倍，β是三极管的交流放大倍数，应用这一点，若将小信号注入基极，则集电极流过的电流会等于基极电流的β倍，然后将这个信号用隔直电容隔离出来，就得到了电流(或电压)是原先的β倍的大信号，这现象成为三极管的放大作用。经过不断的电流及电压放大，就完成了功率放大。
根据掌握的资料，在各国生产的单片集成电路中，输出功率最大的不过20W，而TDA 2030的输出功率却能达18W，若使用两块电路组成BTL电路，输出功率可增至35W。另一方面，大功率集成块由于所用电源电压高、输出电流大，在使用中稍有不慎往往致使损坏。然而在TDA 2030集成电路中，设计了较为完善的保护电路，一旦输出电流过大或管壳过热，集成块能自动地减流或截止，使自己得到保护（当然这保护是有条件的，我们决不能因为有保护功能而不适当地进行使用）。 TDA2030集成电路的第三个特点是外围电路简单，使用方便。在现有的各种功率集成电路中，它的管脚属于最少的一类，总共才5端，在焊接电路板的时候TDA2030A的管脚的分布对于焊接的时候很重要的，如果管脚的区分有错，直接会导致的功率放大器烧掉。通过查阅资料知道他的管脚分布为：汉字对着人，从左往右数为1 2 3 4 5 其中1 为同武相输入端，2为反相输入端，3为功率放大器的接地端，4为功率放大器额的输出端，5为功率放大器的电源线的接入端。
TDA2030在电源电压±14V，负载电阻为4Ω时输出14瓦功率（失真度≤0．5％）；在电源电压 ±16V，负载电阻为4Ω时输出18瓦功率（失真度≤0．5％）。该电路由于价廉质优，使用方便，并正在越来越广泛地应用于各种款式收录机和高保真立体声设备中。该电路可供低频课程设计选用。
本设计采用3个TDA2030A芯片，其中一个放大左声道，一个放大右声道，一个放大低音部分。示意图如图4
图4 TDA2030 示意图
3.3功率计算
计算输出功率Po输出功率用输出电压有效值V0和输出电流I0的乘积来
表示。设输出电压的幅值为Vom，则
因为Iom=Vom/RL，所以.当输入信号足够大，使Vim=Vom= Vcem= VCC- VCES ≈VCC和Iom=Icm时，可获得最大的输出功率
。
由上述对Po的讨论可知，要提供放大器的输出功率，可以增大电源电压VCC或降低负载阻抗RL。
4单元电路设计
4.1主电源电路
如图5所示，采用交流双12V，30W变压器，市电从ACIN输入，VCC和VSS给TDA2030A供电，Va和Vb给NE5532供电。整流部分采用单向桥式全波整流电路，在滤波电路中，采用电容滤波电路，
图 5主电源电路
4.2调音电路
本设计采用六个参数为50K的电位器。其中RP1A，RP1B调节低音区，RP2A，RP2B调节中低音，RP3A，RP3B调节音量。调音电路与功率放大电路用排线相连，数字一一对应相连。电路图如图6所示
图6调音电路
4.3功率放大电路
电路分左声道，右声道，以及低音区输入，TDA2030构成双电源互补对称功放，放大电路之间相连采用RC耦合方式。NE5532是双运放，分为两个单运放连接于电路中。
NE5532电路如图7所示。
图7 NE5532电路
TDA2030单声道电路如图8所示。
图8 TDA2030单声道电路
5电路设计仿真
5.1仿真电路图
采用Multisim 11.0仿真电路，如图9所示
图9 Multisim 11.0仿真电路
5.2仿真结果
左右声道输入1kHz，1Vpp的正弦波，结果如图10所示。
图10 输出结果
6心得体会
通过电子技术课程设计的训练，可以全面调动学生的主观能动性，融会贯通
其所学的“模拟电子技术”、“数字电子技术”和“电子技术实验”等课程的基
本原理和基本分析方法，进一步把书本知识与工程实际需要结合起来，实现知识
向技能的转化，以便毕业生走上工作岗位能较快地适应社会的要求。 而这次课程设计的题目是做一个有源滤波器的音频功率放大器， 在这次设计中，我们确实遇了很多难以解决的问题，同时也学到了很多知识。掌握了功率放大器电路的设计与制作，掌握了NE5532，TDA2030 等集成芯片的原理与作用以及晶体管极性的判断，如何去检查电路中的错误与线路是否导通，进一步熟练万用表的使用，如何制作PCB电路板。更让我明白团体精神的重要性。更懂得做好一件事情的不容易。接触到了与自己相关专业的具体的知识，感觉到所学的东西还是很有用的，通过实践不但巩固了学过的知识，而且其他的对所学知识进行实 践论证，及时的现了存在的许多不足。通过本次课程设计初步了解了一些专业软件的使用，如Multisim的软件的使用，也初步接触到了具体的制版全过程。 通过仿真发现分压电阻阻值不对，而且部分买过来的电阻负载功率不够，电容耐压数值不够， 在接电测试时，铝电解电容一接电就马上冒烟爆掉了，经过检查是因为电容的正负交接反了，虚惊一场，不过经过检查后电路其他部分运作正常。经过了这次的课程实际，了解了在给定具体参数要求下，自己设计计算电路参数、使用multisim画原理图仿真、使用protel99es画PCB图、手动转印钻孔、安装元件焊锡、通电调试的整过过程。中间我发现我们思考的时候还不是很周全，好在能够及时发现补救，同时也有一个概念性的了解了一个产品的设计制作过程。
总之，这次课程设计我们还是比较满意的，学习到的东西也很多。
7参考文献
1. 周泽义.电子技术实验。武汉：武汉理工大学出版社，2001.5
2. 谢自美.《电子线路设计·实验·测试》第三版.华中科技大学出版社，2005
3. 梁宗善.《新型集成电路的应用-电子技术基础课程设计》.华中科技大学，2004
4. 孙梅生.《电子技术基础课程设计》.高等教育出版社，2005
5. 黄继昌，张海贵.《实用单元电路及其应用》.人民邮电出版社，2006
6. 王卫东，江晓安.《模拟电子电路基础》.西安电子科技大学出版社，2003
7. 华成英、童诗白.模拟电子技术基础.第四版.北京:高等教育出版社,2006.5
附表一：
电路原理图
附表二：
元器件清单
附表三：
实物图
第二篇：无滤波器立体声音频D类功率放大器专用集成电路的设计与实现
西安电子科技大学
硕士学位论文
无滤波器立体声音频D类功率放大器专用集成电路的设计与实现
姓名：牟在鑫
申请学位级别：硕士
专业：电路与系统
指导教师：王松林
20071201
摘要
本论文的设计工作来源于西安电子科技大学科研项目“高效低ｎｍ音频Ｄ类功率放大器的研究与设计”，主要对Ｄ类功率放大器的工作原理及性能进行理论研究并设计实现。
论文首先分析了各种音频功率放大器的工作原理以及各自的性能特点，重点阐述了Ｄ类音频功率放大器的工作原理和脉宽调制方案，并在此基础上设计了一款大功率输出、低功耗、无需输出滤波器的立体声音频Ｄ类功率放大器Ⅺ，Ｄ７０２６。
该芯片采用一种新颖的脉宽调制方案，通过对ＰｗＭ调制信号进行半波整形并利用全桥输出级降低了Ｄ类功率放大器对输出滤波器的依赖。文中重点阐述了Ｄ类功率放大器的关键子模块设计，如振荡器、前置运算放大器、积分器、ＰＷＭ比较器以及基准源。特别是文中提出了一种新颖的可以作为片内电源的带隙电压基准，从而降低了Ｄ类功率放大器的静态功耗，提高了Ｄ类功率放大器的效率。另外，通过引入电荷泵驱动模块使得输出级可以全部采用ＮＭｏｓ晶体管作为开关管，大大节省了芯片面积。
整体电路基于某公司Ｏ．印ｍＢＣＤ工艺设计，使用Ｃａｄ锄ｃｅ等ＥＤＡ软件完成整体电路的前仿真验证。仿真结果表明，电路功能和性能指标均已达到设计要求。关键词：音频功率放大器Ｄ类功放脉宽调制全桥输出免滤波器
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西安电子科技大学
学位论文独创性声明
秉承学校严谨的学风和优良的科学道德，本人声明所呈交的论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果：也不包含为获得西安电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中做了明确的说明并表示了谢意。
本人签名：辂申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切的法律责任。日期—墨生ｎ
西安电子科技大学
关于论文使用授权的说明
本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属于西安电子科技大学。学校有权保留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的全部或部分内容，可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。同时本人保证，毕业后结合学位论文研究课题再撰写的文章一律署名单位为西安电子科技大学。本人签名：导师签名：
第一章绪论
第一章绪论
本论文的目的是设计一款无需滤波器、输出功率为６ｗ的音频Ｄ类功率放大器芯片，通过采用一些先进的电路结构，在输出功率、效率和非线性之间进行折衷，以获得失真度小、输出功率大、转换速率快、输出电压摆幅大的性能指标。所设计的音频Ｄ类功率放大器主要应用对象是便携式电子、通信、计算机产品以及汽车音响。
１．１论文选题意义与音频功放的发展趋势
随着便携式电子、通信和计算机产品技术的不断发展，功率放大器的性能对产品的质量有着越来越重要的影响，特别是功率放大器的功耗将直接决定以电池为供电主体的便携式电子产品的使用周期【ＩＩ。而线性功放（Ａ、Ｂ、ＡＢ、Ｃ类）虽然具有较好的线性度和ｎＤ性能，但它们的功耗均较大，且散热量大，严重制约了其在便携式电子产品上的应用。在国外，早在１９５８年就提出了Ｄ类功放，随着各项关键技术的成熟，近些年逐渐流行起来。其与线性功放最大的区别在于，可以提供高效率和大功率输出【２】。
低失真、大功率、高效率是对功率放大器提出的普遍要求。Ｄ类功率放大器工作于开关状态，理论效率可达１００％，实际的运用也可达８０％以上。其功率器件的耗散功率小，产生热量少，可以大大减小散热器的尺寸，连续输出功率很容易达到数百瓦，而对于便携式应用通常可以去掉散热器。Ｄ类功放的功率Ｍ０ｓ器件设计有自保护电路，而且不会引入非线性失真。但由于Ｄ类功放采用ＰｗＭ调制方式，为了提高音质，降低失真，必须提高调制频率，但是在较高频率下，会产生一定的问题。同时，Ｄ类功率放大器对器件的要求较高，不利于降低成本ｆ３】。但是，音频Ｄ类功率放大器具有高效、节能、数字化、体积小、重量轻的特点，因此，音频Ｄ类功率放大器取代模拟音频放大器是必然的发展趋势。
目前，国际上几家著名的模拟ＩＣ设计公司早在２０世纪末就推出了自己的音频Ｄ类功率放大器系列产品和评估套件，如德州仪器（ＴＩ）的ｎ＇Ａ系列，美国国家半导体公司（Ｎａｔｉｏｎ“Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｆ）的ｕⅥ４６、４７系列以及美信（ＭＡｘＩＭ）的ＭＡｘ９７系列。这些Ｄ类功放产品，在芯片效率、输出功率、信噪比以及芯片面积等特性上有较出色的表现。国内有几家公司正在研究开发音频Ｄ类功率放大器，但大多采用的是国外“评估件”、专用ＩＣ，开发成本高，如：成都天奥集团投资４５万人民币在
无滤波器立体声音频Ｄ类功率放大器专用集成电路的设计与实现
其博士后工作站研究音频Ｄ类功率放大器，但目前仍处在研究中小功率阶段。因此，国内便携式设备所应用的音频Ｄ类功放市场大部分被国外公司所垄断。
１．２论文的主要工作及章节安排
本论文的设计工作是西安电子科技大学电路ＣＡＤ所的科研项目“高效低ｎＤ音频Ｄ类功率放大器的研究与设计”，在研究了各种音频功率放大器及其效率、失真系数的基础上，设计了一款无滤波器立体声音频Ｄ类功率放大器专用集成电路芯片ⅫＤ７０２６。
论文中详细介绍和分析了该芯片的调制方式、拓扑结构、工作原理及各模块晶体管级电路。该芯片基于国外某公司的Ｏ．６舯ＢｃＤ工艺，采用ｃａｄｅＩｌｃｅ仿真平台对所设计的电路进行了仿真验证。仿真结果表明该芯片具有较好的性能，符合设计要求，可以满足市场应用的需要，具有较高的经济价值。
论文共分为六章。第一章是绪论；第二章介绍了音响的基本知识、音频功放的分类及Ｄ类功放的基本工作原理；第三章介绍了Ｄ类功放的三个关键设计技术，即利用负反馈改善Ｄ类功放的性能，噪声整形技术，ＥＭＩ改善技术；第四章主要介绍Ⅺ啊７０２６的系统设计及高压ＢｃＤ工艺；第五章详细介绍了）ａ，Ｄ７０２６中关键模块的功能定义、电路实现及仿真结果；第六章是芯片整体功能仿真；最后是结束语。
第二章音频功率放大器的基本工作原理
第二章音频功率放大器的基本工作原理
功率放大电路主要实现信号电压和电流的放大，以便送到执行机构中去完成某种任务，如使扬声器发声、继电器动作或仪表指示等。
功率放大器是一种十分常用的电子电路，广泛应用于家庭影院、音响系统、立体声唱机、乐器系统、车载娱乐系统、手机、掌上电脑以及ＬＣＤ监视器、ＬＣＤ投影仪等电子系统。本论文的研究主要涉及音频功率放大器的设计。
２．１音响的相关知识简介
一、声音的基本特性嗍
音量：它与声波的物理量“振幅”有关，声波的振幅大，人耳就感觉声音响，音量大，反之，则声音轻，音量小，音量的大小是人耳听觉的主观感觉。
音调：是人耳对声音调子高低的主观感觉，声调的高低与声音的物理量“频率”有关，其对应人耳的听觉范围为：２０Ｈ乃以０ＫＨｚ称之为可听声，低于２０Ｈｚ称为次声，高于２０Ｋ№称为超声，人耳对３ＫＨｚ＾４ＫＨｚ的声音最敏感。
音色：又叫音品或音质，它是由声音的波形决定的，电子管功放的偶次谐波多，奇次谐波少，声音柔美，甜润，晶体管功放奇次谐波多，偶次谐波少，声音冷艳，清丽。
二、音响的结构及参数
音响由前置放大器和功率放大器构成。前置放大器承担控制任务为主，对各种声音源信号进行选择和处理，对微弱信号放大到Ｏ．５Ｖ～ｌＶ，进行各种音质控制，以美化音色。功率放大器，承担放大任务，是将前置放大器输出的音频信号进行功率放大，以推动扬声器发声。功率放大器有电压放大和电流放大之分，对其要求是输出的声音宏亮而不失真。
三、放大器技术指标１５】
１．额定功率：音频放大器输出失真度小于某一数值（ｒ＜１％）的最大功率称为额定功率，表达式：Ｐｏ．－Ｕ０２／ＲＬ，ｕｏ为负载两端的最大不失真电压，ＲＬ为额定负载阻抗。
测量条件：可以利用信号发生器输出频率为ｌＫＨｚ，电压ＵＩ＿２０ｍＶ正弦信号。功率放大器的输出端接额定负载电阻ＲＬ（代替扬声器），输入端接ｕＩ，逐渐增大输入电压ｕＩ，直到Ｕｏ的波形刚好不出现谐波失真（ｒ＜１％），此时对应的输出电压
４无滤波器立体声音频Ｄ类功率放大器专用集成电路的设计与实现
为最大输出电压。测量后应迅速减小ＵＩ以免损坏功率放大器。
２．频率响应：放大器的电压增益相对于中音频‘（１Ⅺ抛）的电压增益下降３ｄＢ时所对应的低音频率ｆｉ和高音频率ｆｉ称为放大器的频率响应。
测量条件：调节音量控制器使输出电压约为最大输出电压的５０％，输入端接音调控制器，使信号发生器的输出频率ｆ从２０Ｈｚ￣２０ＫＨ２（保持ＵＩ＝２０ｍＶ不变）测出负载电阻上对应的输出电压ｕｏ。
３．输入灵敏度：使音响放大器输出额定功率时所需的输入电压（有效值）称为灵敏度。
４．噪声电压：使输入为零时，输出负载Ｉ也上的电压称为噪声电压ｕｏ。
测量条件；使输入端对地短路，音量电位器调至最大值，用示波器观察输出负载ＲＬ的电压波形，用交流电压表测量其有效值。
２．２功率放大器的分类
功率放大器【６】【７】按照信号导通角，可分为Ａ、Ｂ、ｃ和ＡＢ类四类。因为它们通常工作在线性放大区，所以也叫做线性放大器。
长期以来，高品质音频放大器的工作类别，只限于Ａ类和ＡＢ类。其原因在于过去只有电子管这样的器件，Ｂ类电子管放大器产生的失真使它们甚至在公共广播中使用时都难于被人们所接受，因此Ｂ类功放的使用并不是很常见。所有自称为高保真的放大器均工作于推挽式的Ａ类。
随着半导体器件的出现和发展，放大器的设计得到了更多的自由。就放大器的类别而言，已不限于Ａ类和ＡＢ类，而出现了更多类别的放大器。就目前来说用于音频功率放大器的工作类别，Ａ类、ＡＢ类和Ｂ类这三类放大器仍覆盖着半导体放大器的绝大多数。
一、Ａ类放大器
Ａ类（甲类）放大器，是指电流在整个周期内连续地流过所有输出器件的一种放大器。因为其避免了器件开关所产生的非线性，只要偏置和动态范围控制得当，仅从失真的角度来看，可认为它是一种良好的线性放大器。
Ａ类放大器的典型工作状态如．
图２．１所示。右边为晶体管输出特
性，固定偏置所形成的直流工作点
在Ｑ点，此时ｉｃ＞０。当输入音频信
号幅度未超出线性范围，集电极工
作状态处于截止区和饱和区之内，图２．１Ａ类放大器典型的工作方式
第二章音频功率放大器的基本工作原理
集电极电流为完整的全周期导通的正弦波，此时导通角为１８０度（导通角是以最小值至最大值之间占全周期的部分来计算，全周期导通时为１８０度）。这种放大状态失真度较小，只受器件特性曲线的影响，若器件线性好则失真最小，但是，当无交流输入时，有约一半幅度（Ｑ点）的直流电流，其损耗为ＩｃＱ×ＶＤＤ，故效率是最低的，低于５０％，所以这种Ａ类功率放大仅用于很小功率的收音机、助听器中，也有用于高级的Ｈｉ．Ｆｉ功放中１７】。
二、Ｂ类放大器
Ｂ类（乙类）放大器，是指器件导通时ｋ
间为５０％的一种工作状态。
从Ａ类放大器可以看出，静态电流是造
成管耗的主要因素，也是Ａ类放大器效率低
的原因。Ｂ类放大的典型工作状态如图２．２
所示。
Ｂ类放大器是把静态工作点偏置为图图２．２Ｂ类放大器典型的工作方式
２．２中的Ｑ点，处于截止点上，此时ｉｃ＝Ｏ，使信号等于零时电源输出的功率也等于零（或者很小）。当输入信号增大时电源供给的功率也随之增加，这样电源供给功率及管耗都随着输出功率的大小而变化，效率超过５０％，理想情况下最高可达７８．５％，从这一点可以看出，Ｂ类放大器
入信号低于管子的阈值电压时（对于锗（ａ）推挽输出Ｂ类放大器＠交越失真示意图硅工艺的ＮＰＮ管其阈值电压约为Ｏ．７Ｖ，图２．３Ｂ类放大器拓扑结构
与交越失真示意图ＰＮＰ管的阈值电压约为Ｏ．８ｖ），两个管
子ＱＩ、Ｑ２同时截止，如图２．３所示。
三、ＡＢ类放大器
ＡＢ类（甲乙类）放大器，实际上是Ａ类和Ｂ类的结合。每个功率管的导通时问在５０％ｒ１００％之间，依赖于偏置电流的大小和输出电平。
ＡＢ类放大器是在Ｂ类设计基础上，增加偏置电流，使放大器进入ＡＢ类，这也是克服Ｂ类放大器交越失真的一种方法。
６无滤波器立体声音频Ｄ类功率放大器专用集成电路的设计与实现
ＡＢ类放大器的典型工作状态如图２．４所示。ＡＢ类放大器是把静态工作点偏置为Ｑ点，有半个周期以上ｉｃ＞Ｏ。
ＡＢ类放大器，在输入低于某一电平
时，两个输出功率管皆导通，其状态
工作于Ａ类；当电平增高时，一个功
率管将完全截止，而另一个功率管将
提供更多的电流。这样在ＡＢ类工作图２１４ＡＢ类放大器典型的工作方式‘
状态开始时，失真将会突然上升，其线性劣于Ａ类或Ｂ类。由于两个输出功率管均少量正向导通偏置，故其效率低于Ｂ类，一般不能高于６０９红７０％，不过在某些应用领域可以认为它是对Ａ类的补充，且当面向低负载阻抗时可以继续较好的工作。通常ＡＢ类放大器也作为ＢＵ】陌ＥＲ电路使用，来提高系统的带载能力。
四、Ｃ类放大器
Ｃ类（丙类）放大器，是指器件导
通时间小于５０％的工作类别。
Ｃ类放大的典型工作状态如图２．５
。。所示。Ｃ类放大器是把静态工作点Ｑ偏
置在截止点之下，当有信号输入时，只
有超过偏置点稍许，管子才导通，效率
图２．５ｃ类放大器典型的工作方式更高，但是由于失真过大，很难用于音频功放，多用于高频功放作为倍频或用于射频放大【”。
２．３Ｄ类放大器的工作原理
Ｄ类放大器又称为数字放大器ｆ８】，多采用ＰｗＭ方式，功率管工作于开关状态，无信号时无电流信号，而导通时没有直流损耗。
事实上Ｄ类放大器由于关断时器件尚有微小漏电流，而导通时，器件并没有完全短路，尚有一定管子压降，故存在较少的直流损耗，效率不能达到１００％，实际在８０％ｒ９０％，是实用放大器中效率最高的。
现代Ｄ类放大器使用多种调制器拓扑结构，而最基本的拓扑包括了脉宽调制（ＰｗＭ）以及三角波振荡器【９】。图２．６给出了一个基于ＰｗＭ的半桥式Ｄ类放大器简化框图。
第二章音频功率放大器的基本工作原理７
图２．６Ｄ类放大器典型的工作方式
由图２．６可知，基本Ｄ类功放包括一个脉宽调制器，两个输出ＭＯＳＦＥＴ和一个用于恢复被放大的音频信号的外部低通滤波器（ＬＦ和ＣＦ）。其中两个Ｎ沟道的ＭＯＳ兀强用作电流导
向开关，将其输出节
点交替连接至ＶＤＤ和
地。由于输出晶体管
使输出端在ＶＤＤ和地尊全
之间切换，所以Ｄ类
放大器的最终输出是
一个高频方波。大多
数Ｄ类放大器的开关图２．７Ｄ类放大器典型的ＰｗＭ调制波形
频率（曩’ｗ）通常在２５０Ⅺ｛ｚ至１．５Ⅻｚ之间。音频输入信号对输出方波进行脉宽调制，即音频信号与内部振荡器产生的三角波进行比较，可得到ＰｗＭ信号。这种调制方式通常被称作“自然采样”，其中三角波振荡器作为采样时钟。方波的占空比与输入信号电平成正比。没有输入信号时，输出波形的占空比为５０％。图２．７显示了不同输入信号电平下所产生的ＰｗＭ输出波形。
为了从ＰｗＭ波形中提取出放大后的音频信号，需将Ｄ类放大器的输出送入一个低通滤波器。图２．６中的ＬＣ低通滤波器作为无源积分滤波器（假设滤波器的截止频率比输出级的开关频率至少低一个数量级），它的输出等于方波的平均值。此外，低通滤波器可防止在阻性负载上消耗高频开关能量。假设滤波后的输出电压（、，ｏＡｖＧ）和电流（ＩＡｖＧ）在单个开关周期内保持恒定。这种假设较为准确，因为最ｗ比音频输入信号的最高频率要高得多。因此，占空比与滤波后的输出电压之间的关系，可以通过对电感电压和电流进行简单的时间域分析得到Ｉｌ…。
无滤波器立体声音频Ｄ类功率放大器专用集成电路的设计与实现
流经电感的瞬时电流为：
Ｌ（ｆ）＝圭肛（ｆ）毋（２—１）
其中，ＶＬ（ｔ）是图２．６中ＬＣ滤波器电感
的瞬时电压，由于流入负载的平均电流
（ＩＡｖＧ）在单个开关周期内可以看作恒定
（ｆｓｗ远大于信号频率），所以开关周期（Ｔｓｗ）
开始时的电感电流必定与开关周期结束时
的电感电流相同，如图２．８所示。
根据数学计算，在单个周期内电感电流
与电感电压满足下式：
÷ｅ”圪ｏ）出＝Ｌ（ｚ妨）一Ｌ（ｏ）＝ｏ厶一（２?２）
式（２．２）表明，电感电压在一个开关周期
内的积分必定为Ｏ。利用等式（２．２）并观察图
２．８给出的ＡＬ（啪变形，可以看出，各区域面
积（ＡｏＮ和ＡｏＦＦ）的绝对值只有彼此相等，
等式（２．２）才成立。基于这一信息，可以利用
开关波形的占空比来表示滤波后的输出电
压，即有：
彳ｏⅣ＝陋。阡１（２—３）
（２—４）
（２—５）图２．８基本Ｄ类功放半桥输出中的电感电压电流波形４ＤⅣ＝（％Ｄ－嘲。柳似。阡ｌ＝Ｐｂ。如舻
将等式（２—４）和（２－５）带入（２－３）式，可得：
最后，得到ｖｏ的表达式：（陆嘲×伽＝啪ｆＤ，，（２－６）％＝‰×■｝＝‰×Ｄ’‘，Ⅳ’’Ｄ，，（２‘７）
其中Ｄ为输出开关波形的占空比。
由式（２．７）可知，输出方波的占空比直接反映了输入音频信号的幅值，所以可以实现音频功率放大的目的。从这一点来看，Ｄ类功放的工作原理与ＢｕＣＫ型ＤＣ．ＤＣ很类似［１１】【１２】。
第二章音频功率放大器的基本工作原理９
２．４Ｄ类放大器的调制方式
由２．３节可知，Ｄ类功率放大的输出级相当于两个放大器反相连接，实际上构成推挽状态，起到开关作用去控制与电源串联的负载回路（ＲＬ），低通滤波器ＩＪＰＦ可以滤去脉冲波的高频部分，得到基波成分，所以Ｄ类功率放大器的输出级实际上成为数／模（Ｄ／Ａ）转换电路，重新将脉冲波还原成为正弦波。
图２．７表示了如何将正弦波变为脉冲波，使得脉冲波的宽度受正弦波幅度调制，通常ＰｗＭ比较器输出的方波称为“ＰｗＭ信号”，即“脉宽调制”信号。本节从数学推导的角度来证明ＰｗＭ调制的可行性【ｌ”。
Ｄ类放大器按其调制方式可分为ＡＤ类和ＢＤ类，下面通过进行傅里叶分析Ｉｌ”，阐明ＡＤ类和ＢＤ类的特点。
一、ＡＤ类调制ＴｌｌＪ——Ａ
首先来分析ＡＤ类对称调制的傅里叶变换。
对于图２．９所示的对称调制波根据：厂］厂ｉＪＥ＿ｊ竿ｉ．
ｉ
瓦：塾国（２—８）－
ｒ＝手（１＋肌ｓｉｎ回＝三（１＋小ｓ血口）（２’９）图２．９ＡＤ类的调制波形
Ｍ＝ｆ＝｜善纛蓊３
Ｆ（ｆ）＝陋１∞删ｓｍｐ一点．筹ｓ恤等?～丢扎．丘［爿ｃ。ｓｏ耐＋卿∞：ｏａａｎｕ劬神州咖乳。互．筹ｃｏｓ等?。．磊忱Ｌ［爿ｓｍ耐＋ａｐｘｎ：ｅｖｅｎｎ啪㈣
（２一１１）
其中ｉ。是ａ阶贝塞尔函数。
分析式（２—１１）可以得到：调制后的ＰｗＭ信号中含有音频基波分量，其幅度和脉冲幅度Ａ、调制度ｍ成Ｊ下比。改变脉冲的幅度和调制度，都可以对音频信号进行放大。由此可以得到如下结论：１．调制后的ＰｗＭ信号中含有音频信号基波以及载波的高次谐波。
ｌｏ无滤波器立体声音频Ｄ类功率放大器专用集成电路的设计与实现
２．调制后的ＰｗＭ信号中含有载波谐波和音频谐波的组合频率。
３载波和音频的高次谐波落入音频基带（啦２０Ⅺ｛ｚ）中，形成固有失真。通过分析可知，采样频率越高，固有失真越小。
４．在对称调制中，载波的偶次谐波抵消。载波的奇次谐波和音频的奇次谐波的组合频率抵消；载波的偶次谐波和音频的偶次谐波相互抵消。
通过以上的傅里叶分析，可以得知，提高采样频率，可以大大降低音频基带的固有失真。这也是Ｄ类功放的调制频率至少为２００Ⅺ｛ｚ的理论基础。当然，对于ＡＤ类调制，增加调制频率可以改善Ｄ类功放的失真，但是随着调制频率的增加，开关管的损耗也在增大，因此，需要在失真与
功耗这两方面进行折衷考虑。
二、ＢＤ类调制
ＢＤ类对称调制的波形如图２．１０所示，其表
达式为（２－１５）。＾‘－聃ｍ一盟ｉ‘一‘４生量４瓦＋ｆ２４一
瓦：丝埘
ｆ。：瓦珊ｓｉｎ口：ｊ堡Ⅲｓｉｌｌ护
“：—●二聊ｓｉｎ口：一！竺ｍｓｉｎ９：——ｉ—（２—１２）ＬＩ２、＿Ｊ．Ａ（２－１３）图２．１０ＢＤ类的调制波形（２－１４）
胁¨襄菩：捌㈣５）川，＝州ｓｉｎ口＋薹筹ｃ。ｓ等?量｛［１＋ｃ删…ｌ，。［孚］ｓｍｃ删＋删｝㈣回
第三章Ｄ类功率放大器关键设计技术
第三章Ｄ类功率放大器关键设计技术
上一章介绍了各种音频功率放大器的分类及各自的工作原理。这一章将针对本论文所设计的音频Ｄ类功放实现电路来详细说明Ｄ类功放的关键设计技术，包括噪声整形，无需滤波器调制技术，ＥＭＩ改善技术。
３．１利用负反馈来改善Ｄ类功放的性能
由第二章２．３节的分析可知，ＰｗＭ调制结构的Ｄ类功放，其增益是与电源电压成正比的，而对于线性功放，其增益与电源电压没有直接关系，因此线性功放要比Ｄ类功放有更好的电源抑制比（ｐＳＲＲ）。而ＰＳＲＲ性能的好坏直接影响音频功率放大器的音质，因此许多Ｄ类功放采用ＰｗＭ输出至器件输入的负反馈环路（见图２．６）。闭环方案不仅可以改善器件的线性度，而且使器件具备电源抑制能力。在闭环拓扑中，因为会检测输出波形并将其反馈至放大器的输入端，所以能够在输出端检测到电源的偏离情况，并通过控制环路对输出进行校正。但闭环设计的优势是以可能出现稳定性问题为代价的，这也是所有反馈系统共同面ｌ晦的问题。因此，必须精心设计控制环路并进行补偿，确保在任何工作条件下其都能够保持稳定。
一、失真和噪音的产生
音频Ｄ类功率放大器最主要的性能指标之一是Ｔ皿＋Ｎ，这一指标是指Ｄ类功率放大器输出音频信号相对原输入信号所产生的失真以及噪声的大小。Ｄ类功率放大器在以下情况会产生失真和噪声．
１．开关管不必要的特征，例如导通阻抗、有限的开关速度以及寄生晶体二极管；２．由于限定的输出阻抗和通过直流供电的能量的反作用而引起电源电压的波动；
３．开关管驱动信号上的时间误差，如死区时间、开通关断时间、上升下降时间等；
４．从调制器到输出开关级，由于调制逻辑的分辨率限制和时间抖动而导致ＰｗＭ信号中的非线性，以及调制三角波的非线性；
５．输出滤波器（ＬＰＦ）的非线性。
综上所述，对于Ｄ类功放所产生的噪声，其主要来自于数字逻辑，即ＰｗＭ调制逻辑；而Ｄ类功放所产生的失真不仅与调制逻辑有关而且与输出级的开关管
１２无滤波器立体声音频Ｄ类功率放大器专用集成电路的设计与实现
也有很大的关系。一般来讲，开关管栅极驱动信号的时间误差是导致非线性的主要原因。特别是死区时间严重影响了Ｄ类功放的线性度。通常，几十纳秒的死区时间很容易产生ｌ％以上的ＴＨＤ（总谐波失真）。
二、利用负反馈技术进行噪声整形【”】
典型的Ｄ类放大器采用具有噪声整形功能的反馈环路，可极大地降低由脉宽调制器、输出级以及电源电压偏离的非线性所引入的带内噪声。这种拓扑结构与用在∑一△调制器中的噪声整形类似。图３．１给出了一个１阶噪声整形器的简化框图。通常，反馈环路包含～个电阻分压网络，出于简便起见，图３．１的反馈比例为１。由于理想积分器的增益与频率成反比，图中积分器的传递函数也被简化为１／ｓ。同时假定ＰｗＭ模块具有单位增益，并且在控制环路中具有零相位偏移，即不考虑稳定性问题。使用基本的控制模块分析方法，可得到以下输出表达式：
１ｏ
％０）＝＃一׉（Ｊ）＋＃一×Ｅ（ｓ）（３—１）
％ｏ）＝击ｘ咯（，）＋击ｘ耳∞
度馕Ｈ籍
图３．１１阶噪声整形原理图
由等式（３．１）可知，噪声项Ｅｎ（ｓ）与一个高通滤波器函数（噪声传递函数）相乘，而输入项ｖＩＮ（ｓ）与一个低通滤波器函数（信号传递函数）相乘。噪声传递函数的高通滤波器对Ｄ类放大器的噪声进行整形。如果输出滤波器的截止频率选取得当，大部分噪声会被推至带外（图３．１）。
本设计中采用２阶噪声整形，以获得良好的线性度和电源电压抑制特性。这将在第四章进行说明。
三、利用负反馈技术改善Ｄ类功放的ｎＤ性斛１６】
根据前面的分析，功放的总谐波失真系数ⅡＤ（ＴｏｔａｌＨ姗ｏｎｉｃＤｉｓＩｏｎｉｏｎ）是衡量音频Ｄ类功放性能的主要参数之一。根据图２．６，假设Ｄ类功放开环工作，则有：
％ｗ（ｓ）＝日ｎＰＥⅣ（ｓ）?‰＋ｐ；∞（３－２）
第三章Ｄ类功率放大器关键设计技术１３
其中，ｖ州为放大器输入音频信号，ＨｏＰＥＮ（ｓ）为放大器的开环增益，Ｖ珊为功放产生的谐波失真函数。则Ｄ类功放总的谐波失真系数为：‘■——一
脚ｋ２铣、／∑（‰）２
（３－３）
对于Ｄ类功放的闭环系统，可用图３．２表示，得：
‰一一鼢端＋矗参图３．２Ｄ类功放闭环等效模型
ｃｓ哪
其中，ＨｃＬ０距为闭环模型的传递函数，Ｇ为反馈网络的反馈系数。
为了得到相同的放大倍数设计使得：
（３－５）
因此式（３．４）变为：‰一一∽＝‰‰＋南日一妒南
（３．６）
总的谐波失真系数变为：
ＨＯＰⅢ?ｙⅣ。Ｑ＋Ｈｃ∞％。Ｇ＇（３－７）
比较式（３．３）与式（３．７）可以看出，闭环控制的Ｄ类功放的失真系数比开环时减小了（１＋ＨｃＬｏｓＥ×Ｇ）倍，从而达到了改善Ｄ类功放ⅡＤ性能的目的。
此外，若在图３．２的反馈设计中，采用求和积分器代替简单的加法器。则图３．２即为图３．１所示的闭环系统。因此从某种程度上说，Ｄ类功放的失真可以认为是由环内噪声引起的。由此可知，本文介绍的噪声整形具有改善Ｄ类功放ⅡＩＤ性能的功能。
若要获得更好的噪声整形效果和ＴＨＤ性能，可采用电压、电流双环反馈的方案，即电流反馈环为内环，电压反馈为外环，电压反馈环为电流反馈环提供参考信号。这种双坏反馈方式可改善放大器带宽，增加放大器放大倍数的恒定性，获得良好的线性度，提高放大器效率【１７ｌ【１引。
１４无滤波器立体声音频Ｄ类功率放大器专用集成电路的设计与实现
３．２免除滤波器设计技术
一、Ｄ类功放的输出级㈣
图２．６所示Ｄ类功放的输出级称之为“半桥”输出级。与之相对应的是“全桥”输出级，即Ｈ桥输出级。全桥电路使用两个半桥输出级，并以差分的方式驱动负载。这种负载连接方式通常称为桥接负载（ＢＴＬ）。如图３．３所示，全桥结构是通过转换负载的导通路径来工作的。因此负载电流可以双向流动，无需负电源或隔直电容，而对于半桥输出级，传统ＰＷＭ调制方案是必须要有隔直电容的。
图３．４给出了基于ＰＷＭ
的ＢＴＬ型Ｄ类放大器输出波
形。在图３．４中，各输出波
形彼此互补，从而在负载两
端产生一个差分ＰｗＭ信号。
图３．３Ｄ类运放的Ｈ桥输出级与半桥拓扑类似，输出端需
要一个外部ＬＣ滤波器，用
以提取低频音频信号并防止在负载上耗散高频能量。
出占空比为５０％的方波。这意味
着它的输出具有约ＶＤＤ／２的直流
偏移，这个直流偏移会在Ｄ类功
放处于闲置状态时产生很大的功率损耗。全桥式放大器中，这个偏移会出现在负载的两侧，输出端的直流电流为零（如图３．４所示）。其具有的第二个优点是，在相同的电源电压下，输出信号摆幅是半桥式放大器的２倍。因为负载是差分驱动的，在相同电源电压下，理论上它可以提供的最大输出功率是半桥式放大器的４倍。图３．４Ｈ桥输出级的波形
综合上述原因，本设计中选择全桥输出级为Ｄ类功放的输出级。其中Ｈ桥的４个开关管全部选择相同的Ｎ型ＭＯｓＦＥＴ。这是考虑到，首先，开关管选用Ⅻ订ＯＳ可以减小输出级的芯片面积。其次，选用ＮＭＯｓ可以达到较好输出阻抗匹配目的，
第三章Ｄ类功率放大器关键设计技术
降低输出级阻抗不匹配产生的失真。
二、免除滤波器的设计技术
传统Ｄ类放大器
的一个主要缺点就是
它需要外部ＩＣ滤波
器【捌。这不仅增加了
方案总成本和电路板
的空间，也可能因滤
波器件的非线性而引
入额外的失真。本文
所设计的Ｄ类放大器
采用先进的“免滤波
器”调制方案，从而
省掉或至少是最大限度的降低了对外部滤波器的要求。
图３．５给出了Ⅺ?Ｄ７０２６免滤波器调制方案的简化功能框图。与传统的ＰｗＭ型ＢＴＬ放大器不同，每个半桥都有自己专用的ＰｗＭ比较器，从而可以独立控制每个输出。调制器由差分音频信号和高频三角波驱动。当两个比较器输出均为低
电平时，Ｄ类放大器的每个输出均为
高。与此同时，或非门的输出变为高
电平，但会因为ＲＯＮ和ＣｏＮ组成的
ＲＣ电路而产生一定的延迟。一旦或
非门延时输出超出特定的门限，开关
ＳＷｌ和ＳＷ２随即闭合。这使得
Ｏｕｒ＋和０ｕＴ－变为低电平，并保持
到下个采样周期的开始。这种设计使
得两个输出同时开通一段最短时间
图３．６免滤波器方案的输入输出波形（ｔ０ＮＭ玳），这个时间由ＲｏＮ和ＣＯＮ
的值决定。
如图３．６所示，输入为零时，两个输出同相并具有ｔＤＮＭ删的脉冲宽度。随着音频信号的增加或减小，其中一个比较器会在另一个之前先翻转。这种工作特性外加最短时间导通电路的作用，将促使一个输出改变其脉冲宽度，另一个输出的脉冲宽度保持为ｔｏＮＭＩＮ。这意味着每个输出的平均值都包含输出音频信号的半波整流结果。对两路输出的平均值进行差值运算，便可得到完整的输出音频波形。
基于上述所述方案，ＸＰＤ７０２６的输出端在空闲时为同相信号，所以负载两端没有差分电压，从而最大限度地降低了静态功耗，并且无需外部滤波。
１６无滤波器立体声音频Ｄ类功率放大器专用集成电路的设计与实现
３．３ＥＭｌ改善技术
Ｄ类功率放大器正常工作时处于非线性开关状态。开关电源由于快速变换而引起的电磁干扰ＥＭＩ（Ｅｌｅｃ仃ＤＭａ弘ｅｔｉｃｈｎｅｒ】研ｅｎｃｅ）是Ｄ类放大器设计中应注意的又一个关键剧２ｌ】。
因长的非屏蔽扬声器连接线就象天线一样能发射电磁波。因此，重建滤波器可以起到防止幅射的重要作用。低截止频率的滤波器可以抑制ＥＭＩ，但是也损耗音频频谱的高端分量，而高截止频率会保持平坦的频率响应，却要付出增加ＥＭＩ的代价。高阶滤波器可以满足这两种要求。在放大器内部，可以通过使输出级和滤波器之间的供电线和连接线尽可能短而降低ＢＭＩ。这些元件应该尽量与供电电源设计在同一块ＰＣＢ上。由于降低了阻性损耗，短而宽的铜箔线也使得放大器的效率更高。但在多声道系统中，很难将大量的功率ＭｏＳＦＥＴ靠近电源放置，为了防止串扰，）ｄ，Ｄ７０２６在每端设计了一个低ＥＳＲ的存储电容器。
在版图布局时，振荡器、ＰｗＭ比较器的版图设计需要特别注意，应尽量远离其他模块电路。此外，为了防止来自其它系统模块的干扰在ＰｗＭ信号中引入抖动，Ⅺ?Ｄ７０２６每一路运放均采用全差分结构。
另外，目前还有一种降低ＥＭＩ的技术，即扩散频谱技术（ＳＳＭ）。扩频调制技术可以有效的展宽输出信号的频谱能量，而不是使频谱能量集中在开关频率及其各次谐波上，换句话说，输出频谱的总能量没有改变，只是重新分布在更宽的频带内，这样就降低了输出端的高频能量峰值，因此，将输出扬声器电缆辐射ＥＭＩ的机会降至最少，虽然一些频谱噪声可能由扩频调制引入音频带宽内，这些噪声可以被反馈环路的噪声整形功能抑制掉。扩散频谱调制技术对于无滤波器Ｄ类功放的效率很重要，其可以减少输出端的高频能量损耗。
对于扩散频谱调制，可以利用伪随机序列产生振荡器充放电电流源的偏置电压，从而产生在一定范围内随机变化的调制频率，达到输出端频率扩散的目的。
第四章ｘＰＤ７０２６的系统设计１７
第四章ＸＰＤ７０２６的系统设计
前面已经介绍了有关Ｄ类功率放大器的相关原理，也提到本论文是在此理论研究的基础上设计了一款无滤波器立体声音频Ｄ类功率放大器专用芯片。本章将详细介绍ⅫＤ７０２６芯片的系统设计，包括系统性能参数设计、系统原理框图设计并重点讲述了Ⅺ，Ｄ７０２６的反馈环路设计，最后介绍了Ⅺ，Ｄ７０２６所采用的ＢＣＤ工艺。
４．１系统性能参数设计
根据前面的介绍，本设计采用全差分输入ＰｗＭ控制模式。由于Ⅺ＇Ｄ７０２６是立体声Ｄ类功率放大器，所以其包含两路音频放大通路，分别称为左通路及右通路，左通路与右通路电路结构及设计参数是完全一样的。
一、芯片功能设计要求
Ⅺ，Ｄ７０２６是一款固定调制频率ＰｗＭ控制模式的无需滤波器Ｄ类功放芯片。可应用于汽车音响、免提电话、ＬＣＤ监视器等电子设备。它具有以下一些功能。
１１．无需输出滤波器；
２）．输出功率可达６ｗ；
３）．８Ｑ负载下效率高达８５％；
４１．１０Ｖ至２５Ｖ单电源供电；
５）．差分输入降低共模噪声；
６）．引脚可控增益，减少元件数量；
ｎ．较低工作静态电流（１８ｍＡ）；
８１．具有短路、过流保护及过热保护功能；
芯片引脚功能设计如下。
ＶＤＤ（引脚１）：该引脚为电路的输入电源。
ＰＧＮＤ（引脚２、１８）：芯片的电源地。
Ｃ１Ｎ（引脚３）：电荷泵飞电容的负端。
Ｃ１Ｐ（引脚４）：电荷泵飞电容的正端。
ＶＲＥＦｌ（引脚５）：内部６Ｖ基准输出。
ＡＧＮＤ（引脚６）：模拟地。ＩＮＬ，（引脚７）：左声道音频信号反相输入端。
１８无滤波器立体声音频Ｄ类功率放大器专用集成电路的设计与实现
烈Ｌ＋（引脚８）：左声道音频信号正相输入端。
ⅨＲ一（引脚９）：右声道音频信号反相输入端。
Ｄ呱＋（引脚１０）：右声道音频信号正相输入端。ＳＳ（引脚１１）：软启动信号。
Ｇ１（引脚１２）：增益选择输入端。
Ｇ２（引脚１３）：增益选择输入端。
仪ⅡＬ（引脚１４）：左声道音频输出负端。
ＯＵＴＬ＋（引脚１５）：左声道音频输出正端。
ｏＩｒｒＲ－（引脚１６）：右声道音频输出负端。
０ＵＴＲ十（引脚１７）：右声道音频输出正端。
二、典型应用电路图
ⅫＤ７０２６的典型应用电路如图４．１所示。
图４．１ｘＰＤ７０２６典型应用电路图
第四章ｘＰＤ７０２６的系统设计
１９
三、电特性指标
根据应用场合的要求以及工艺参数，参照国外新型芯片的参数指标，确定各电特性参数如下。
所设计的典型值的指标适用于ｖＤ旷１０Ｖ，ＴＡ＝２７℃。除特别说明外，最大／最小值均对应全温度范围（ＴＪ－．４０℃￣＋１０５℃）。
表４．１电特性参数表
符号
参数说明对地的电压
最小值
１０
典型值最大值
２５
单位
Ｖ
‰
Ｉｓｓ
静态电流的测量是在负载为无穷
１８
２３
ｍＡ
大的条件下测得的，即ＲＬ＝ｍ
№０ｎ髓ｗ
ｏｕｔｐｍＯ疗ｓｅｔ
Ｖｏｌｔａｇｅ
Ｃｓｆｌ８０ｒ】＿Ｆ
５５埘ｌｓ
±６±３０ｍＶ
Ａｖ＝１３ｄＢＡｖ＝１６ｄＢ
３５３０２３２０２１．９１８．９１２．８１５．９
５８４８３９３１２２．１１９．１１３１６Ｏ．５７６
８０６５
ＫＱ
５５４２２２．３１９．３
ｄＢ
１３．２１６．３
Ｉ印ｕｔＩｍｐｅｄａｎｃｅ
Ａｖ＝１９．１ｄＢＡｖ＝２２．１ｄＢＧ１盏Ｌ．Ｇ２＝ＬＧ１＿Ｌ．Ｇ２＝Ｈ
Ｖｏ蛔ｇｅＧａｉｎ
Ｇ１＝Ｈ．Ｇ２＝ＩＬ
Ｇ１＝Ｈ．Ｇ２＝Ｈ
ＧａｉｌＩＭａｔｃｈ协ｇ
两路前置运放增益的误差
％
蹦ｐｐｌｃ＝ｌｋＨｚ
ＰＳＲＲ
２００ｍｖｐ－ｐ
ｄＢ
蹦ｐｐｌＦ２０ｋＨｚ
Ｒ１Ｌ－１６Ｑ
５．５
６０８
０吼ｐｕｔＰｏ、Ⅳ盯
内Ｌ＝８Ｑ
ＴＨＤ
６Ｏ．０９８５
Ｗ
％
如＝１ＫＨｚ，Ｒｆ８ｎ，Ｐｏｕ卢４ｗ
Ｐｏｕ卢５Ｗ，６Ｎ＝１ＫＨｚ，ＲＬ－１６Ｑ
Ｅ伍ｃｉｅｎｃｖ％
Ｐｏｕ仁４Ｗ，抽＝ｌＫＨｚ，ＲＬ＿８Ｑ
Ｉｌｌｐｕｔ
７５
ｋａｋａｇｅ
±１
比Ａ
Ｃｕｒｒｅｍ
无滤波器立体声音频Ｄ类功率放大器专用集成电路的设计与实现
４．２系统原理框图设计
一、系统框图
上一节介绍了系统的架构，再结合电特性指标，根据芯片需要完成的功能，确定系统子模块框图如图４．２所示。电路大体上分为以下二十六个模块：
图４．２）ａＰＤ７０２６电路原理框图
基准模块（ＲＥＧ）：该模块产生高压基准，用来作为内部电路的６ｖ电源；电流基准模块（眦Ｆ）：该模块产生系统的偏置电流：
振荡器模块（ＯＳＣ）×２：该模块产生用来对音频信号进行调制的三角波信号，送到ＰｗＭ比较器。
电荷泵模块（ｃＨＡＲＧＥ．—ＰＵｌⅢ，）：该模块产生２倍ｖ叩的电压，用以驱动Ｈ桥上半桥的ＮＭＯＳ开关管。
增益控制（ＧＡ玳ｃⅡ也）×２：该模块实际上为２－４编码器，产生编码信号用来控制前置运放的反馈电阻，实现音频信号的增益控制。
前置运算放大器（ＰＲＥＡＭＰ）×２：该模块实现音频信号的放大。积分器（矾ＴＥＧ黜叮ＯＲｌ／２）×４：该模块主要用来进行音频信号的噪声整形，
第四章ｘＰＤ７０２６的系统设计２Ｉ
提高ＴＨＤ咐性能。
ＰｗＭ比较器×４：该模块实现音频信号与调制三角波信号的比较，产生占空比随音频信号幅度变化的方波，送入调制逻辑。
调制逻辑（ＭＯＤｕＬＯＧＩＣ）×２：该模块实现对已调制音频信号进行半波整形，以达到无需滤波器的目的。
驱动逻辑（ＤＲＪｖＬＯＧＩＣ）×４：该模块产生驱动Ｈ桥开关管的驱动信号。短路保护（ＳＨＯＴＤＥＴ）×２：该模块采样输出电流，当输出电流超过１Ａ时强制关断开关管，实现芯片的过流、短路保护。
过温保护（ＯＴＰ）：该模块实现芯片的过温保护，当温度超过１５０℃时，功率ＭＯＳ管被强制关断，它有一个３０℃的迟滞量。
这二十六个模块是Ⅺ，Ｄ７０２６芯片的主体电路，其中乘号表示模块电路功能完全相同或相似，对于关键模块详细的情况将在第五章中分别介绍。
二、系统级功能描述
结合图４．１应用电路及图４．２的系统框图，从系统角度对Ⅺ，Ｄ７０２６的工作情况进行描述。因为子模块内部具体工作情况将在下一章详细介绍，所以将不考虑各个子模块的内部工作原理，只介绍各个子模块的外部实现功能，从而清晰明了地介绍Ⅺ）Ｄ７０２６的系统工作情况。
根据第三章已经知道，设计音频Ｄ类功放的实质就是产生占空比随音频信号幅度变化的方波信号，通过输出级解调还原出频率相同幅值放大的音频信号，从而实现音频信号的功率放大。Ⅺ，Ｄ７０２６采用固定的调制频率，并对输入音频信号进行半波整形配合Ｈ桥全桥输出级，实现了无需滤波器的Ｄ类功放的设计。Ｄ类功放关键的设计技术主要有三点，即噪声整形技术、调制技术、反馈技术。这些技术涉及到Ｄ类功放的主要性能指标，如Ⅱ｛肛咐、ＰｓＲＲ、线性度以及是否需要滤波器。ｘＰＤ７０２６的噪声整形技术采用二阶噪声整形可以获得较满意的１ｒＩ删。
Ｄ类功放的整体设计分为前端模拟及后端数字设计两大块。前端模拟设计部分主要包括：增益控制，前置放大，积分器，ＰｗＭ比较器模块。这主要实现了对输入音频信号进行预放大，噪声整形。后端数字设计部分主要实现对调制信号进行半波整形，驱动Ｈ桥输出级，实现无需滤波器的目的。
４．３ＸＰＤ７０２６的反馈环路设计
第三章讲述了在Ｄ类功放中引入负反馈的必要性，本节详细介绍ｘＰＤ７０２６的反馈环路设计【２２１。ＰＷＭ调制的增益是输出ＰｗＭ信号幅度和输入三角波幅度之比，即：
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Ｇ，一＝每
将图４．２所示的系统框图简化为图４．３所示的单通道Ｄ类功放。（４－１）其中ＶＰ是ＰｗＭ调制信号的幅值，、，Ｔ是输入三角波的幅值。为了说明方便，
一按时
图４．３单通道音频Ｄ类功放简化框图
对于图４．３计算其闭环增益为：
等＝袈。等ｐＩ，五。Ｒ，。件刁、７
其中电阻Ｒ两ｌ、ＲＩＮｌ、Ｒ甩７、ＲＬ５必须具有良好的线性度和匹配性，以获得良好的闭环性能。对于图４．３的反馈结构，将ＰｗＭ比较器利用式（４—１）等效，如图４．４所示。
图４．４单通道音频Ｄ类功放环路增益计算等效图
图４．４即为单通道Ｄ类功放环路增益计算的等效框图，由此可得：
”等，去ｑ一＝鼍，击‘每
则环路增益为：㈣，
第四章ｘＰＤ７０２６的系统设计
‰鲈丧＝石专ｉ石，一
由式“一４）可得环路的单位增益带宽为：（４４）缸。丽赢
Ｉ刊＜Ｉ剿ｌ出ＩＩ疵Ｉ‘４。５）图４．５所示为放大器内部环路信号，ｖＥ为积分器的输出波形，ＶＴ为振荡器的输出波形。为了使这个音频功率放大器能够正常工作，振荡器三角波的幅度应该比积分器输出三角波的幅度大，更为准确的说是振荡器三角波的斜率应该比误差三角波的斜率大，否则就会出现发散的现象，即反馈不收敛而出现不稳定现象。（４—６）
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…嘲－２．％Ｉ出Ｉ
间的关系为：（４－１０）、７根据式（４—５）、式（４—８卜式（４一１０）可以得到Ｄ类功放单位增益带宽与调制频率之
五ｍ＜丝（４．１１）
以上以单极点系统为例介绍了Ⅺ，Ｄ７０２６的反馈环路设计，实际中Ⅺ，Ｄ７０２６采用二阶环路反馈系统，因此在音频带宽内具有更高的增益，以及具有更好的ＴＨＤ性能和ＰＳＲＲ性能。图４．６即为ⅫＤ７０２６完整的反馈环路电路图。
图４．６Ⅺ’Ｄ７０２６完整的反馈环路电路图
根据图４．６所示的电路图，计算其环路增益：
％脚２器＝老寒群案寺‰
根据式（４．１２）可知，系统环路中存在一个左半平面的零点：㈣，
（４．１３）、’让＝——筮芝一。％，?也，?巴．
保证的。由于环路的反馈波形与上述的一阶系统相似，在此就不再赘述。因此只要合理设计Ｒ阳７、ＲＦＢ５、以及ＲＬ５的阻值，系统的环路相位裕度是可以
这样，Ⅺ，Ｄ７０２６不仅具有二阶噪声整形的环路特性，而且比一阶系统具有更高的环路增益，这为ＸＰＤ７０２６获得较好的ｎＤ以及ＰＳＲＲ性能提供了理论基础。
４．４工艺介绍
由前面的叙述可知ⅫＤ７０２６是功率芯片，那么自然就会想到高压，所以Ⅺ’Ｄ７０２６采用了高压工艺设计，即国外某公司Ｏ．印ｍＢＣＤ工艺。ＢＣＤ工艺是目前国内较新的一种工艺，但国外已经使用地非常普遍了，ＢｃＤ工艺即Ｂｉｐ０１ａｒ、ＣＭ０ｓ、ＤＭＯｓ器件可在同一个芯片中同时采用，它是一个比较完整的可以制作任何器件
第四章Ⅺ，Ｄ７０２６的系统设计
的一种工艺。下面详细地介绍一下ＢＣＤ工艺【８１【９】【ｌｏ】。
ＢＣＤ工艺把Ｂｉｐｏｌａｒ器件、ｃＭ０ｓ器件和ＤＭＯＳ器件同时制作在同一芯片上。了解ＢＣＤ工艺的特点，需要先了解Ｂｉｐｏｌａｒ、ＣＭＯＳ和ＤＭＯＳ这三种器件的特点，详见表４．２。它综合了双极器件高跨导、强负载驱动能力和ＣＭＯＳ集成度高、低功耗的优点，使其互相取长补短，发挥各自的优点。更为重要的是，它集成了ＤＭｏＳ功率器件，ＤＭＯＳ可以在开关模式下工作，功耗极低。不需要昂贵的封装和冷却系统就可以将大功率传递给负载。低功耗是ＢＣＤ工艺的一个主要优点之一。整合过的ＢｃＤ工艺制程，可大幅降低功率耗损，提高系统性能，节省电路的封装费用，并具有更好的可靠性。
器件类别器件特点
两种载流子都参加导电，驱动能力强，工作应用模拟电路对性能要求较高的
部分（高速、强驱动、高精度）Ｂｉｐｏｌ盯频率高，集成度低
集成度高，功耗低，与数字工艺兼容
高压大电流驱动（器件结构决定漏端能承受ＣＭＯＳ适合傲逻辑处理，模块电路的输入，也可做输出驱动模拟电路和驱动，尤其是高压
功率部分，不适合做逻辑处理ＤＭＯＳ高压，高集成度可在小面积内做超大ｗ几）
一、ＢＣＤ工艺的基本要求
首先，ＢＣＤ工艺必须把双极器件、ＣＭＯＳ器件和ＤＭＯｓ器件同时制作在同一芯片上，而且这三种器件在集成后应基本上能具有各自分立时所具有的良好性能。其次，ＢＣＤ工艺制造出来的芯片应具有更好的综合性能。此外，相对于其中最复杂的工艺（如双阱、多层布线、多层多晶硅的ＣＭＯＳ工艺）不应增加太多的工艺步骤。
二、ＢＣＤ工艺兼容性考虑
ＢｃＤ工艺典型器件包括低压ＣＭＯＳ管、高压ＭＯＳ管、各种击穿电压的ＬＤＭｏＳ、垂直ＮＩ’Ｎ管、垂直ＰＮＰ管、横向ｍ心管、肖特基二极管、阱电阻、多晶电阻、金属电阻等，有些工艺甚至还集成了ＥＥＰＲＯＭ、结型场效应管ＪＦＥＴ等器件。由于集成了如此丰富的器件，这就给电路设计者带来极大的灵活性，可以根据应用的需要来选择最合适的器件，从而提高整个电路的性能。
由于ＢＣＤ工艺中器件种类多，必须做到高压器件和低压器件的兼容；双极工艺和ｃＭＯｓ工艺的兼容，尤其是要选择合适的隔离技术；为控制制造成本，必须考虑光刻版的兼容性。考虑到器件各区的特殊要求，为减少工艺制造用的光刻版，应尽量使同种掺杂能兼容进行。因此，需要精确的工艺模拟和巧妙的工艺设计，有时必须在性能与集成兼容性上作折中选择。通常ＢＣＤ采用双阱工艺，有的工艺
无滤波器立体声音频Ｄ类功率放大器专用集成电路的设计与实现
会采用三阱甚至四阱工艺来制作不同击穿电压的高压器件。
三、ＤＭｏｓ器件的结构、工作原理与特点
功率输出级ＤＭ０ｓ管是此类电路的核心，往往占据整个芯片面积的１／２￣２／３，它是整个集成电路的关键。ＤＭＯＳ与ＣＭＯｓ器件结构类似，也有源、漏、栅等电极，但是漏端击穿电压高。ＤＭＯＳ主要有两种类型，垂直双扩散金属氧化物半导体场效应管ｖＤＭＯｓＦＥＴ（ｖｅｒｔｉｃａｌｄｏｕｂｌｅ—ｄｉｆｍｓｃｄＭＯＳＦＥＴ）和横向双扩散金属氧化物半导体场效应管ｕ）ＭＯＳＦＥＴ（１ａｔｅｒａｌｄｏｕｂｌｅ—ｄｉｆｍｓｅｄＭＯｓＦＥＴ）。
ｕ）Ｍｏｓ由于更容易与ＣＭＯＳ工艺兼容而被广泛采用。ｕ）Ｍ０ｓ器件结构如图４．７所示，ｕ）ＭＯＳ是一种双扩散结构的功率器件。这项技术是在相同的源／漏区域注入两次，一次注入浓度较大的砷（Ａｓ），另一次注入浓度较小的硼（Ｂ）。注入之后再进行一个高温推进过程，由于硼扩散比砷快，所以在栅极边界下会沿着横向扩散更远（图中Ｐ阱），形成一个有浓度梯度的沟道，它的沟道长度由这两次横向扩散的距离之差决定。为了增加击穿电压，在源区和漏区之间有一个漂移区。ＬＤＭＯｓ中的漂移区是该类器件设计的关键，漂移区的杂质浓度比较低，因此，当ＬＤＭＯＳ接高压时，漂移区由于是高阻，能够承受更高的电压。图４．７所示ＬＤＭｏｓ的多晶扩展到漂移区的场氧上面，充当场极板，会弱化漂移区的表面电场，有利于提高击穿电压。场极板的作用大小与场极板的长度密切相关。要使场极板能充分发挥作用，一要设计好ｓｉ０２层的厚度，二要设计好场极板的长度。
图４．７ＬＤＭＯＳ结构图
ＤＭｏＳ器件是由成百上千单一结构的ＤＭＯＳ单元所组成的。这些单元的数目是根据一个芯片所需要的驱动能力所决定的，ＤＭ０ｓ的性能直接决定了芯片的驱动能力和芯片面积。对于一个由多个基本单元结构组成的ｕ）Ｍ０ｓ器件，其中一个最主要的考察参数是导通电阻，用Ｒ耐。）表示。导通电阻是指在器件工作时，从漏到源的电阻。对于ＬＤＭＯｓ器件应尽可能减小导通电阻，就是ＢｃＤ工艺流程所追求的目标。当导通电阻很小时，器件就会提供一个很好的开关特性，因为漏源之间小的导通电阻，会有较大的输出电流，从而可以具有更强的驱动能力。ＤＭＯｓ的主要
技术指标有：导通电阻、阈值电压、击穿电压等。
第四章ｘＰＤ７０２６的系统设计
对ｕ）ＭＯＳ而言，外延层的厚度、掺杂浓度、漂移区的长度是其最重要的特性参数。可以通过增加漂移区的长度以提高击穿电压，但是这会增加芯片面积和导通电阻。高压ＤＭＯｓ器件耐压和导通电阻取决于外延层的浓度、厚度及漂移区长度的折衷选择。因为耐压和导通阻抗对于外延层的浓度和厚度的要求是矛盾的。高的击穿电压要求厚的轻掺杂外延层和长的漂移区，而低的导通电阻则要求薄的重掺杂外延层和短的漂移区，因此必须选择最佳外延参数和漂移区长度，以便在满足一定的源漏击穿电压的前提下，得到最小的导通电阻。另外，由于ＤＭＯＳ芯片面积大，对缺陷密度较敏感。
四、ＢＣＤ工艺发展趋势
ＢＣＤ工艺技术的发展不像标准ＣＭｏＳ工艺那样，一直遵循Ｍｏｏｒｅ定律向更小线宽、更快的速度方向发展。ＢＣＤ工艺朝着三个方向分化发展：高压、高功率、高密度。
１．高压ＢＣＤ
主要的电压范围是５００￣７００Ｖ，目前用来制造Ｌ，ＤＭＯＳ的唯一方法为ＲＥＳＵＩ心技术，原意为降低表面电场（ｒｅｄｕｃｅｄ伽伽ｅｆｉｅｌｄ）【９】１１０ｌ，在１９７９年由Ｊ．Ａ．Ａｐｐｅｌｓ等人提出。它是利用轻掺杂的外延层制作器件，使表面电场分布更加平坦从而改善表面击穿的特性，使击穿发生在体内而非表面，从而提高器件的击穿电压。‘高压ＢＣＤ主要的应用领域是电子照明（ｅｌｃｃ仃ｃｍｉｃ
控制。
２．高功率ＢＣＤｌ锄ｐｂａｌｌａｓ乜）和工业应用的功率
主要的电压范围是４㈣Ｏｖ，主要的应用为汽车电子。它的需求特点是大电流驱动能力、中等电压，而控制电路往往比较简单。因此主要发展趋势侧重于提高产品的鲁棒性（ｒｏｂｌｌｓｈｌｅｓｓ），以保证在恶劣的环境下应用能够具备良好的性能和可靠性；另一个方面是降低成本。
３．高密度ＢＣＤ
主要的电压范围是５～５０Ｖ，一些汽车电子应用会到７０Ｖ。在此应用领域，ＢＣＤ技术将集成越来越复杂的功能，今天，有的产品甚至集成了非挥发性存储器。许多电路集成密度如此之高，以致于需要采用数字设计的方法（如集成微控制器）来实现最佳驱动以提高性能。这代表了持续增长的市场需求，即将信号处理器和功率激励部分同时集成在同一块芯片上。它不仅仅是缩小了系统体积和重量，更带来了高可靠性，减少了各种电磁接口。由于有着非常广阔的市场应用前景，代表了ＢＣＤ工艺的主流方向，也是最大的应用领域。
最新的ＢＣＤ工艺趋向于采用先进的ＣＭＯＳ工艺平台，根据不同的应用场合呈现模块化和多样性的特点。高密度ＢｃＤ工艺发展的一个显著趋势是模块化的工艺开
无滤波器立体声音频Ｄ类功率放大器专用集成电路的设计与实现
发策略被普遍采用。所谓模块化，是指将一些可选用的器件做成标准模块，根据应用需要选用或省略该模块。模块化代表了ＢＣＤ工艺发展的一个显著特征，采用模块化的开发方法，可以开发出多种不同类型的Ｉｃ，在性能、功能和成本上达到最佳折中，从而方便地实现产品的多样化，快速满足持续增长的市场需求。自Ｏ．印ｍ线宽以下ＢＣＤ工艺普遍采用双栅氧，薄栅氧实现低压ｃＭＯＳ，厚栅氧用于制造高压ＤＭＯＳ。此外，一种新型的大斜角注入工艺正被采用以减少热过程。
五、ＢＣＤ工艺在Ⅺ，Ｄ７０２６电路设计中的应用
在ｘＰＤ７０２６具体电路设计中，主要利用ＢＣＤ工艺中ＤＭＯＳ器件具有高击穿电压特性来设计高压向低压转换以及低压向高压转换的模块电路。图４．８所示为芯片内电源转换过程的示意图。由图４．８可知，芯片外部电源电压在芯片内进行了转换。芯片内大部分模块均处于低压工作状态，从而大大降低了系统的静态功耗。
ＸＰＤ７０２６堡苎竺Ｈ堂坠ｍ
图４．８Ⅺ，Ｄ７０２６片内电源电压分配示意图Ｌ譬王蒜、ｏｎ音频信号输入嚣陋亟Ｈ到点泌日望掣口雾鬟口辚
另外，采用ＤＭＯＳ器件可以作为高电源电压运放的偏置电路和有源负载以适应过压、过流、短路保护模块的需要。
第五章ＸＰＤ７０２６主要模块电路设计与仿真验证
第五章ｘＰＤ７０２６主要模块电路设计与仿真验证
前面详细介绍了ＸＰＤ７０２６的设计原理及系统设计要求，根据芯片的系统结构设计，将ｘＰＤ７０２６划分为二十六个模块。本章将针对所选取的工艺，对其中一些重要的子模块电路进行详细的分析、设计，并给出关键的仿真波形。
５．１基准电路设计
一、模块电路功能
该模块的主要功能是产生一个受电源电压、温度变化影响较小的基准电压Ｖ肛Ｆ和基准电流Ｉ肛Ｆ。Ⅺ，Ｄ７０２６中电压基准电路的设计与传统基准的设计有所不同，因为该基准不仅可以输出一个６ｖ的稳定电压，而且可以输出高达２０ｍＡ的电流，因此该基准可以作为芯片的片内电源使用。这样不仅降低了芯片的成本，而且减小了芯片的面积，降低了系统的静态电流。
该基准采用传统的一阶温度补偿方案，下面详细介绍。
二、电路设计【２３】ｆ硎【２６】
Ｖ髓＋Ｋ?Ｖｒ
图５．１带隙基准原理示意图
带隙基准电路的基本思想是利用晶体管的发射结电压ＶｎＥ具有负温度系数，而热电压ＶＴ＝ｋ１’／ｑ具有正温度系数的特性，将两者结合可以获得零温度系数很小的基准电压。可以从图５．１得到输出基准电压表达式为：
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‰＝‰＋Ｋ巧吒＿ｃ．ｍ等
几乎无关的电压量。
传统的高电源电压基准如图５．２所示，为典型
的带隙基准结构，由三个ＮＰＮ晶体管、两个ＰＭＯＳ
晶体管和五个电阻组成。
图５．２中ＭＰｌ、Ｍ秘为ＬＤＭＯＳ管，ＶＤＤ的大部
分压降均落在ＭＰｌ、ＭＰ２上，因此该电路可以承受
较高的电源电压。若忽略三极管的基极电流，则有：
而＝易（５—２）（５－１）其中Ｖ９０是半导体在绝对零度（ＯＫ）下的带隙电压，即禁带宽度。硅材料的Ｖｇｏ为１．２５Ｖ，锗材料的值为Ｏ．７２Ｖ，该值是一个固定不变的电压量，Ｃ是常数，Ｔ是温度。若选择合适的Ｋ值使式（５—１）中的后两项抵消，则Ｖ肛Ｆ＝Ｖ９０就是与温度
ｐ矗＋厶墨＝ｐｋ２
且有：（５—３）图５．２传统带隙基准电路图
‰。＝％Ｈ‘／厶。）
‰：＝巧ｌｎ（，２／‘：）
巧ｗ＝巧＂２＋（‘＋Ｌ）是（５－４）（５—５）（５—６）
（５－７）％＝‰（１＋Ｒ／飓）
由式（５－２卜式（５—７）可以得到：
％＝（％：＋２巧ｌｎⅣ?；≥（１＋半）压－＾５（５－８）
其中Ｎ＝Ｉｓｌ／Ｉｓ２为ＱＮＩ和ＱＮ２的发射极面积之比。ＶＢＥ２的温度系数【２７】为－１．５ｍｖ／℃，ＶＴ的温度系数为＋Ｏ．０８６ｍＷ℃，所以选择适当的Ｎ值和Ｒ２瓜１的比值，就可以得到零温度系数的输出电压。另外，调节Ｒ４和Ｒ５的比值，可以得到期望的基准电压，且不会改变已调整好的零温度系数特性。
但实际中三极管Ｑ３的基极电流使得１１并不完全等于１２，并且Ｑ１、Ｑ２的基极电流流过电阻Ｒ４，使得基准输出存在较大的误差。虽然通过设定合适的Ｒ３值可以补偿Ｑｌ、Ｑ２基极电流引起的误差，但Ｑ３基极电流引起的误差却无法补偿【２引。另外ＭＰＩ、ＭＰ２构成电流镜结构，其中二极管形式连接的ＭＰｔ使得Ｑｌ的集电极直接对电源ＶＤＤ进行箝位，而Ｑｌ、Ｑ２、Ｑ３构成的负反馈使得Ｘ点电位与Ｙ点电位相等，所以该电路的ＰＳＩ汛较低，稳定性较差１２９ｌ。
基于上述缺点，传统高电源电压基准虽然可以输出较高的直流电压，但并不能作为片内电源使用。
第五章ｘＰＤ７０２６主要模块电路设计与仿真验证３ｌ
三、电压基准电路设计
图５．３所示即为ｘＰＤ７０２６所设计的高电源电压基准实际电路。该电路采用带隙原理，可实现高电压、大电流输出，可以作为芯片内部电源使用。下面分析该电路的具体工作情况。
由图５．３可知ＱＰｌ、ＱＰ２、Ｒｏ￣Ｒ４组成带隙基准的核心电路；Ｑ”、ＱＰ４以及ＭＮｌ、ＭＮ２、Ｒ５构成差分运算放大器，ＭＮ５、ＭＮ６、ＭＰ２为共源共栅放大电路，ＱＮ２为射随器；ＱＮｌ、ＱＰ８、Ｒ１１和Ｒ１２构成了推挽输出级以输出基准电压Ｖ髓Ｆ－１。
其中差分运放、共源共栅放大器以及ＱＮ２构成了一个负反馈环路，使得差分运放的输入端电压相等，即ｖＡ＿ＶＢ，且令ＲＩ＝＆、Ｒ３＝＆，可得：
护厶ｎ２等（５－９）
瓦吐户专
电阻Ｒ０两端的电压差为：◇。ｏ）
‰一鲫一％～妒２＝△％
流过电阻Ｒ０的电流为：（５－１１）
和等
由式（５—９）、（５＿１２）（５－１２）可以计算出电流１１ｂ、１２ｂ的大小，即为；
枷铲警＋等
由式（５．１０）可得到Ａ、Ｂ两点的电压值：（５．１３）
匕叱‰（警＋等］
这样即可得到基准电压：侉∽
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‰－１＝匕，Ｊ＋‰一∞一‰一口Ⅳｌ
设ＶＥＢＱＰｌ≈ＶＢＥ＿ＱＮｌ，Ｉｃ＿ＱＰｌ＝Ｉｃ－ＱＰ２可得：（５－１５）
‰叱。咄，一［警＋等］－筹［‰?＋≮半）ｐ峋其中Ｎ为ＱＰ２与ＱＰｌ的发射极面积之比。
由式（５－１６）可知通过选择合适的ＲＩｏ与＆的比值，即可得到典型的零温度系数电压（１．２５Ｖ），而调节Ｒ３＿与Ｒｌｏ的比值即可得到需要的高压输出。
由于反馈环路中第二级运放采用Ｃ船ｃｏｄｅ输入级，因此图５．３中利用ＱＰ５、ＱＰ６、ＭＮ３、ＭＮ４和＆、Ｒ７、Ｒ８构成不随电源电压变化的直流偏置电路，为ＭＮ６提供稳定的偏置，使ＭＮ５一直处于饱和区，使得共源共栅放大器的增益稳定。电容Ｃｌ为环路的密勒补偿电容。另外，设计中差分运放的电源电压直接采用基准电压，可以减小运放的电源噪声，从而提高反馈环路的稳定性【３０Ｊ。
由于电路输出级为推挽输出，这样基准电路不仅可以提供足够大的驱动电流，而且具有较小的输出阻抗，因此可以作为片内电源使用。
对于基准电路通常要考虑电路的启动问题。差分运放的两条支路允许零电流存在，即１１ｂ＝１２ｂ卸，因此Ｉｃ
可以完成启动电路的功能。ＱＰｌ＝ＩｃｏＰ２＝ｏ，此时基准无法建立。这便需要启动电路来使基准摆脱零电流状态【２５１。图５．３中自偏置电流源ＭＰｌ、ＭＰ２以及射随器ＱＮ２
在电路上电时，ＭＰＩ产生参考电流，ＭＰ２管导通，从而ＱＮ２的基极被拉至高电位，ＱＮ２得以导通，其射极电流注入基准核心电路，使得基准摆脱零电流状态，基准得以启动。当上电完成后，ＭＰ２即作为共源共栅放大器的有源负载，且承受较高的电源电压。
四、电压基准的仿真结果
设计中取Ｒ１２－２２ｋＱ，Ｒ３’４－１０６ｋＱ，Ｒｏ＿２．５ｋＱ，Ｎ＝８则可得到６ｖ的输出电压。基于某公司Ｏ．印ｍＢｃＤ工艺对电路进行了整体仿真，图５．４为基准温度特性的仿真结果。由图５．４可知，在一４０℃～１２５℃之间基准输出变化了１３．２ｍｖ，温度系数为１３．３ｐｐＩｌｌ／℃。
图５．４基准输出的温度特性图５．５基准输出随负载电流变化的仿真结果图５．５为基准输出随负载电流变化的仿真结果，由图５．５可知，所设计的基
第五章Ⅺ，Ｄ７０２６主要模块电路设计与仿真验证
准最大输出电流可达２０ｍＡ，且在输出电流由零到２０ｌＩｌＡ之间输出电压变化了５５ｍｖ，电压变化率为Ｏ．９％。
图５．６为基准输出随电源电压变化的仿真结果，由图５．６可知，基准输出在电源电压由８ｖ～３０ｖ之间变化了７２．３ｍｖ，电压变化率为Ｏ．３％。由此可见，所设计的基准电路在宽电源电压范围内可以保持较好的稳定性。
埘
坷
圳
一曲Ｄ一珈删
埘图５．７基准的ＰＳＲＲ图５．６基准输出随电源电压变化的仿真结果
图５，７为基准电源电压抑制的仿真结果，由图５．７可知，当频率为１ＭＨｚ时，基准的ＰＳＲＲ为５１ｄＢ，可见所设计的基准具有良好的稳定性。
图５．８为基准启动仿真结果，由图５．８
可知所设计的基准具有自启动功能，且启动
后可以保持很好的稳定性【３１１。
五、电流基准电路设计
本设计中的电流基准具体电路如图５．９
所示。
此模块采用带隙结构，利用负温度系数
的ｖＢＥ与具有一定加权系数的具有正温度系
数的△ｖＢＥ相加得到零温度系数的基准电压，进而产生基准电流。
三极管ＱＩｌ和Ｑ１２构成反馈电路，发射极面积比为ｌ：８。三极管Ｑ１３和Ｑ１４发射极面积相等且匹配，因此当Ｑ１３和ＱＨ导通时，Ａ、Ｂ两点电压相等，从而两者集电极电流相等，产生ＰＴＡＴ电流，其计算公式如下：图５．８基准启动的仿真结果：
堑：！二垒
‘Ｉ＝毛?ｅ吩
！墅：ｌ二！！！：！！！二生
吁（５?１７）‘２＝厶２?Ｐ（５—１８）
（５－１９）、粤：粤．。华竽
Ｉｃ２Ｉｓ２
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Ｉｃ３＝Ｉ匕一％ｙ１
ｓ３?ｅ（５—２０）
ＩｃＩ＝Ｉ％一屹ｈ
ｓ４?ｅ（５—２１）
。辚
由式（５—１９）和式（５—２２）得：
当二堕
８咋
１上‰图５．９电流基准电路图丝：生．。譬Ｉｃ≮Ｉｓ４，垒！：鱼！！些二垒＝三Ｐ８吩（５—２２）（５—２３）（５—２４）（５－２５）％１１１８＝Ｌ。?马：印半阻Ｒ１４和三极管Ｑ碍用于补偿三极管Ｑ１６的基极电流【３２】，使镜像更加准确。因为ＶＴ是正温度系数的电压值，所以流过Ｑ１４的电流ＩＤｌ为Ｐ，ＩＡＴ电流。电由于％＝‰。一厶。?墨，一（‰，＋ｐ麓。），可以通过设计合适的ＲＩｌ和Ｒ１２，使得ＩＤｌ．Ｒ１３的温度系数与ｖ８Ｅ５．６的温度系数抵消，这样可以得到正温度系数的ｖＤ，其与三极管Ｑ１７的ＢＥ结的负温度系数电压ｖＢＥ相抵消，在电阻Ｒ１５上产生零温度系数的电压，进而产生零温度系数的电流。即有：Ｐｋ＝÷（讪８孚＋‰，）＾ｉｓ＾１２（５—２６）
由式（５—２６）可知，ＩＲＥＦ即为零温度系数的电流。
第五章ｘＰＤ７０２６主要模块电路设计与仿真验证３５
六、电流基准模块仿真结果
图５．１０为基准电流随温度变化的仿真结果，由图５．１０可知所设计的基准电流在全温度范围内变化了４９．１ｎＡ，满足设计要求。
图５．１０基准电流随温度变化的仿真波形图５．１ｌ启动信号仿真波形
图５．１ｌ为基准电流启动仿真结果，由图５．１ｌ可知所设计的基准具有自启动功能，且启动后可以保持很好的稳定性。
七、基准核心的版图设计
基准核心的版图设计对基准的精度有至关
重要的影响ｍｌ。为了保证ＱＰｌ（Ｑ１１）与ＱＰ２（Ｑｎ）、Ｆ—、，—］广—吖７’ｌ’鼬Ｉｌ（｛ｎｌ，赔：１只有面积上的差别即减少扩散浓度等加工误；二；、；二三；７；二；差，在版图设计中将基准核心的ＰＮ＿Ｐ管排成３＋一ｆ一时十１一ｊ裳一ｆ１—砭ｉｆ一×３或５×５的阵列，且将它们的发射极放在同广—彳７广ｊ＿］、ｎ
Ｉ，ｊ翰ｌ
／７一基极扩散区内，采用共质心版图设计可以有效解决三极管不匹配的问题。对于电压基准电
路中的ＱＰｌ、ＱＰ２的版图设计如图５?１２所示。
对于电流基准电路中的ＱＩｌ、Ｑ１２也有相同的版
图结构。ｑｎｆｌ吨ｌＩ、、、图５．１２基准核心Ｂ盯的版图设计
５．２增益控制及前置运放的设计
一、模块电路功能
增益控制完成的主要功能是根据输入引脚Ｇ１、Ｇ２的状态输出４位数字信号，控制前置运放的输入级，以实现前置运放的增益控制，也即实现了输出音量的控制。
前置运算放大器实现对输入音频信号的预放大处理，使得音频信号的幅值满足ＰｗＭ比较的要求。
无滤波器立体声音频Ｄ类功率放大器专用集成电路的设计与实现
二、增益控制逻辑实际电路图
图５．１３为实际设计电路
的原理图，由此可见增益控制
逻辑实际为２—４编码器的组合
数字逻辑ｆ３３１。Ｇ２ＧｌＵＡ８ＵＡｌＯ
ＵＡ９
Ｕ＾７考虑到Ｇ１、Ｇ２为片外引
脚信号，在增益控制逻辑中加
入ＢＵ】吓ＥＲ电路可以防止Ｇｌ、图５．１３增益控制逻辑的实际电路Ｇ２的抖动引起增益控制逻辑的非正常翻转，即通过ＭＬ５引入迟滞量。图５．１４（ａ）为增益控制逻辑中ＢＵ】陌ＥＲ的实际电路图。下面对该电路进行详细的分析。
（ａ）实际电路（ｂ）输入由低向高翻转的等效电路（ｃ）输入由高向低翻转的等效电路
图５．１４ＢＵＦＦＥＲ的实际电路图及其等效图
当输入信号由低向高跳变，则ＢｕＦＦＥＲ电路等效为图５．１４（ｂ）所示的电路。对此可以得到非门的翻转阂值为：
％２型昔基堑＋‰１『儿，
作在线性区的导通电阻，ＩＤ为电路的导通电流。ｐ为ＭＯｓ管的导电因子。等效为图５．１４（ｃ）所示的电路。对此可以得到非门的翻转阈值为：（５－ｚ，）其中，ＶＴ｝ＩＮ、ＶＴ肿分别为ＮＭ０ｓ和ＰＭＯＳ管的阈值电压，ＲｏＭＬ５为ＭＬ５工当输入信号由高向低跳变，考虑到ＭＬｌ—ＭＬ３的宽长比相等，则ＢＵＦＦＥＲ电路％２镒＋‰
１『觑，
△ｙ＝巧－Ｉ一巧一２ｐ２印则由式（５—２７）和式（５—２８）可以得到ＢＵＦＦＥＲ电路的翻转闽值的迟滞量为：（５—２９）
三、增益控制逻辑具体电路分析
增益控制逻辑的真值表如表５．１所示。
第五章ｘＰＤ７０２６主要模块电路设计与仿真验证
表５．１增益控制逻辑的真值表
ＧｌＧ２ＯＯＯｌ１０１１
Ｌ，Ａ７０００ｌ
ＵＡ８
０１Ｏ０
ＵＡ９
ＯＯ１０
ＬＡ儿Ｏ
ｌＯＯＯ
由增益控制逻辑的真值表可以看出其逻辑功能是实现２．４编码器的功能。输出４位数字信号控制前置运放的输入级，以实现前置运放的增益控制。四、增益控制的原理
图５．１５为整个增益控制的等效架构图。由等效架构图可知，增益控制的实质是增益控制逻辑输出相应的数字编码来改变前置运放的反馈电阻，从而实现输入音量的增益控
制。
图５．１５增益控制模块的等效架构图
丽置题放为一个坌爱分压
放【３４】【３５１，其接成负反馈形式。这样，如果运放的开环增益足够大，则Ａ、Ｂ点即为虚地点，全差分运放的闭环增益为：
等一惫‰＋％
ｐｓ－，
镣一鲁ｋ如。
由式（５－３。）、（５－３１）可知，可以通过改变电阻比值鲁、惫来改变前置运放
仔ｓ。，
、
’
、７
的闭环增益。对于反馈电阻要求其具有较精确的匹配性，本设计中选择ＰＯＬＹ２
电阳。
前置运放的闭环增益与增益控制信号Ｇ１、Ｇ２的关系由表５．２给出。
表５．２前置运放的增益与增益控制信号Ｇ１、Ｇ２的关系
Ｇ１Ｇ２ＯＯＯｌ１Ｏ１１
ＧＡＩＮ（ｄＢ）
９．５６．８４．１１．７
△（ｄＢ）
２．７２．７２．４
无滤波器立体声音频Ｄ类功率放大器专用集成电路的设计与实现
由表５ｔ２可知前置运放闭环增益的调节步长约为２．７ｄＢ，满足设计要求。五、前置运放的实际电路
图５．１６为前置运放的输入电阻分压网络实际电路。
ＩＮＬ＋
ＩＮＬ－
ＩＮＬ＋－１
ＩＮＬ＋－２ＩＮＬ＋－３
ＲＲＲ
ＲＲＲ
ｌＮＬ＋』
ＬＨＡ８
ＬＨＡ９
ＩＮＬ．＿１ＩＮＬ－－２ＩＮＬ－ｊ
。畦ｂ》
ｌＮＬ．４
图５．１６前置运放的输入电阻分压网络
图５．１７为前置运放的输入级实际电路。
图５．１７前置运放的输入级电路
图５．１８为前置运放的增益级、共模反馈、偏置部分的实际电路。
捌彝山—江Ｊ．：善爿，，Ｂ—
—一硅
Ｉ一
“
ｌ。：
Ｉ一．。划．
…ｌ
～拌
匹
璐瓤
“ｏ
Ｊ
ｌ卅
阡阡
１
ｆ
卜］ｑＩ＾
ｑ斗叫
图５．１８前置运放增益级、共模反馈、偏置的实际电路
六、前置运放具体电路分析
本设计中前置运放的输入级由４个相同的差分对构成，所不同的是４个差分对的外接反馈电阻比值不同，所以，只需用２．４编码器来选通所需的一个差分输入对，就可以实现增益控制。
前置运放的增益级为两级共源级组成，其增益为：
４＝‰。％。岛：％ｍ
（５—３２）
其中ｇｍｌ和ＲｏＵＴｌ分别为第一级运放的等效跨导和输出阻抗，ｇＩＩｌ２和ＲｏＬｒｒ２分
第五章ｘＰＤ７０２６主要模块电路设计与仿真验证
别为第二级运放的等效跨导和输出阻抗。
全差分运放的输出必须要共模反馈来稳定其输出直流电平，如果前置运放的输出直流电平设置不合理，其输出的音频信号将产生严重的失真【３７】。由共模反馈实际电路图５．１８可知ＲＪＡ９ｓ３、ＲＪＡ７ｓ２、ＲＪＡｌ２Ｐ２构成电阻分压网络，产生３Ｖ的比较基准电压（Ｖ肛Ｆｌ为６Ｖ电压）。ＱＪＡｌ—ＱＪＡ３，ＭＪ＾５６Ｐ２、ＭＪ”卵６、ＭＪＡ６４以及ＣＪＡｌ、ＣＪＡ４、ＲＪＡ３ｓ２、ＲＪＡ４ｓ２构成共模反馈电路。其中ＣＪＡｌ、ＣＪＡ４、ＲＪＡ３ｓ２、ＲＪＭｓ２采样前置运放的输出电压平均值，即ⅣＬＨ＾８＋ｖｍＡ９）／２。若前置运放的输出共模电压增大，则流过ＱＪＡ２的电流减小，从而ＭＪＡ５６Ｐ２的栅压减小。由于ＭＪＡ５６Ｐ２的栅压偏置输入级的电流源负载，所以第一级输出直流电平增大，导致输出级的直流电平降低。从而使得输出结点的共模电平等于ＶＣＭｌ。
该共模反馈设计的优点是对前置运放的输入共模范围影响较小。另外，共模反馈放大器的输出采用ＱＪＡ３的射级输出，可使该点处的极点很大，也即使得共模
图５．２０为前置运放输出电平的仿
真结果，图５．２０（ａ）为没有共模反馈电路
的输出仿真结果，图５．２０（ｂ）为加上共模
反馈电路的仿真结果，通过对比可以发
现，共模反馈电路使得全差分运放的输
出共模电平稳定在３Ｖ（电源电压为
６Ｖ）。ｏ口１８０—１３０—８００３００１”。惝ｊ。：ｚ）…”…图５．１９前置运放开环频率特性仿真结果
（ａ）无共模反馈全差分运放的输出电平（ｂ）有共模反馈全差分运放的输出电平图５．２０前置运放输出电平的仿真结果
无滤波器立体声音频Ｄ类功率放大器专用集成电路的设计与实现
５．３积分器的设计
一、模块电路功能
积分器模块的功能是实现音频信号的积分运算，主要用于Ｄ类功率放大器的噪声整形。
二、积分器电路设计
１、电路的等效架构
本设计中的积分器采用全差分运放，
其架构如图５．２１所示。
由图５．２ｌ可知，积分器为全差分输出
连续时间积分器。如果运放舢旧的开环
增益足够大，接成负反馈结构后，则Ａ、
Ｂ点即为虚地点，则有下式成立：图５．２１积分器的等效架构图
％争一等
％争一等
由式（５—３３）、（５－３４）可得：（５－ｓ，）（５－。４）％一一彘％出
％ｍ一瓦‰肛一疵（５－３５）（５。３６）
由式（５—３５）、（５—３６）可知此积分器为反相积分器。
积分器的频域分析也很重要，式（５—３７）为积分器的传输函数：
耶）＝等一志（５－３７）
由式（５．３７）可知，积分器可以作为低通滤波器来使用，并且其截止频率为：厂２赤‘５瑚）２、全差分运放的设计
图５．２２为积分器的全差分运放的设计，该运放为两级共源级运放的级联形式。就半边电路而言，Ｑ｝ＩＡｌｌｍＭ｝ＩＡ５１Ｐ２构成第一级共源级运放；ＭＨＡ２２Ｐ１９、ＭＨＡ７９Ｐ６构成第二级共源级运放。其中ＲＨＡｌ２９及ｃ｝ＩＡｌ５作为两级运放的米勒补偿，使得运放开环的相付裕度达到９０度。
第五章ｘＰＤ７０２６主要模块电路设计与仿真验证４ｌ
该差分运放的开环增益为：
４＝ｇ。ｔＲＤｗ，善。２ＲＤｗ２（５－３９）
其中ｇｍｌ和Ｒ伽Ｔ１分别为第一级运放的等效跨导和输出阻抗，ｇＩＩｌ２和ＲｏｕＴ２分别为第二级运放的等效跨导和输出阻抗。考虑到运放的开环增益直接影响反馈放大器的增益误差，所以设计时要保证运放的开环增益为６０ｄＢ以上。
由于所设计的积分器采用全差分运放结构，所以也设计了相应的共模反馈电路。图５．２２的右半部分即为共模反馈电路。ＭＨＡ４８Ｐ２输出共模反馈电压，为ＭＨＡ５１Ｐ２及Ｍ姒５０Ｐ２提供偏置。电阻ＲＨＡｌ２２Ｓ２、ＲＨＡｌ２ｌｓ２及电容ＣＨＡ２、ＣＨＡｌ４构成共模输出的采样网络，其将采样值与基准电平ⅥＣＭ２作比较从而决定Ｍ队５ｌＰ２及ＭＨＡ５０Ｐ２的栅极电位。当输出共模电平（ｖＬＨＡｌ０＋ＶＬ｝ＩＡｌｌ）／２小于Ｖ』Ｍ２时ＱＨＡ２的集电极电流将增大，导致Ｑｏ的基极电位升高，从而ＭＨ阍Ｐ２及Ｍ队５０Ｐ２的栅极电位升高，继而ＭＨＡ３Ｐ１９、ＭＨＡ２２Ｐ１９的栅极电位降低，输出共模电平下降，直至输出共模电平等于ＶＣＭ２，反之亦然。
该共模反馈的优点同前置运放共模反馈，在此就不再赘述。
图５．２２积分器的全差分运放电路
三、积分器的仿真结果
图５．２３为积分器电路的瞬态仿真结果。其中输入信号是共模电平为３ｖ，幅度为１０ｍｖ，频率ｌⅪ｛ｚ的正弦信号。输出为共模电平为３ｖ，幅度为１００ｍｖ，频率为１Ⅺ｛ｚ的余弦信号（见图５．２３中的ＬＨＡｌｏ与ＬＨＡｌｌ）。幅度放大倍数为１０倍（２０ｄＢ），相位延迟为９０度，实现了积分运算，且将共模输出电压稳定在３ｖ。
无滤波器立体声音频Ｄ类功率放大器专用集成电路的设计与实现
９０
一∞
４０刁２０
～
一）
—２０
００
３０１
一，３００
一邀塑：灌勰搿ｊ’
图５．２３积分器的瞬态仿真结果一５０Ｇｆｒｅｑ（Ｈｚ）图５．２４积分器的闭环频率特性仿真结果图５．２４为积分器闭环的频率特性曲线，由此可知，该积分器的截止频率为３０ＫＨｚ且对截止频率以内的所有信号可实现相位延迟９０度，从而实现积分运算。
５．４振荡器电路设计
一、模块电路功能
振荡器电路模块主要产生Ｄ类功放中ＰＷＭ调制所使用的三角波信号，即载波信号。根据自然采样（双边采样）的要求，所产生的三角波是对称的。
产生三角波的方法主要有两种１３９】：
ｌ、利用张驰振荡器ｆ４０１，直接使用电容上的电压信号；
２、先产生方波信号，对方波信号进行积分运算，得到三角波信号。
第一种方法要求电容的充、放电电流严格匹配，因为三角波的线性度直接决定Ｄ类功放的
Ｔ皿性能，如果
电容的充、放电
电流不能严格匹
配，则三角波电
路会引入较大的
失真。另外要产图５．２５三角波产生原理图
生对称的三角波
会使电路的设计过于复杂。而第二种方法可以很容易的得到所需要的占空比为５０％的方波信号，因此可以简化电路的设计，从而得到线性度优良、摆幅较大的对称三角波信号。本设计采用第二种方法。图５．２５即为三角波产生原理图。
第五章ｘＰＤ７０２６主要模块电路设计与仿真验证
二、方波振荡器电路设计
图５．２６为方波
产生模块的电路图。
由于电路启动时，Ｃ２
和Ｃ３上的初始电压
为零，Ｍ０８和Ｍ０９截
止，Ｃ和Ｂ点均被拉
至高电位，经非门反
相后使得Ｍ０４和Ｍ０５
导通，从而对Ｃ２和
Ｃ３充电，充电时间由
Ｒ０１和Ｃ２，Ｒ０２和Ｃ３构成的ＲＣ网络的时间常数决定。根据：图５．２６方波产生模块的电路图
％（ｆ）＝‰。（１一Ｐ
其中ｆ＝Ｒｏｌ伪?ｃ２ｊ。７）（５—４０）
ｖｃ为充电电容上的电压，其终值为Ｖｃｍ），且Ｖｃ（ｔ０）＜ＶＲＥＦ－ｌ。
由式（５．４０）可解得电容Ｃ２、Ｃ３的充电时间为：
‰，：一％加：．ｃ２∥ｌｎ（１一善盟）７ｍ－Ｉ（５－４１）
Ｒ０１的阻值为Ｒ０２的两倍，所以Ｃ２的充电时间为Ｃ３的两倍，Ｍ０９先于Ｍ０８导通。此时由于Ｃ点和Ｂ点为高电位，Ｍ０６和Ｍ０７导通，所以Ｂ点被Ｍ０９拉至低电位，同时关断Ｍ０６。由于Ｂ点变为低电位，经非门反相后关断Ｍ０５，从而停止对Ｃ３充电，转而通过Ｍｏｌ２恒流对电容放电，放电电流ｋ３ｃｈ。嚣由偏置电路镜像而来。放电时间：
ｆ撕＝导皇』女ｄ％
其中Ｖｃ为Ｃ３放电前后的压差，且％ｚ％（ｆｏ）一‰。，。（５－４２）
当Ｃ３上的电压低于Ｍ０９的闽值时，Ｍ０９关断，Ｂ点变为高电位，并使Ｍ０６导通。由于Ｃ２充电完成后始终没有放电，所以Ｍ０８开始流过电流，将Ｃ点拉至低电位，关断Ｍ０７。由于Ｃ点和Ｂ点电位的改变，此时控制Ｍ０４和Ｍ０５对Ｃ２放电，对Ｃ３充电，Ｃ：的放电时间与Ｃ３的放电时间相同。当Ｃ２放电至Ｍ０８的阂值电压时，Ｍ０８截止，Ｃ点变为高电位，使Ｍ０７导通，通过Ｍ０９将Ｂ点拉至低电位。由此振荡器开始正常工作，对ｃ２和ｃ３交替充放电，ｖｏＵＴｌ和ＶｏｕＴ２输出反相的占空比为５０％的方波信号。因为振荡器的电源电压直接对Ｃ２、Ｃ３充电，且由于电容放电时间只与放电电
４４无滤波器立体声音频Ｄ类功率放大器专用集成电路的设计与实现
流有关，与电阻Ｉｂｌ和Ｒ０２的阻值无关，根据上述原理可以得到振荡器的周期为：
，＿２．ｋ＿２争监１ｍｈ自《
三、积分器的设计
图５．２７为积分器的实际电路。（５－４３）
图５．２７方波积分器的实际电路
ＶⅨ为振荡器模块产生的方波信号，经过二分频后用来控制ＭＫＡ９５和ＭＫＡ９６轮流导通从而产生送入积分器的方波信号。方波信号的高电位由输入的电压信号ＶＢＩＡｓ经过源随器ＱＫＡ５Ｐ２后产生；积分器正端输入的直流电压信号由内部电源ＶＲＥＦ－１经过电阻Ｒｎｌ和ＲＫＡ５分压产生，作为输出三角波的直流参考电平。ＩＢＩＡｓｌ和ＩＢＬ＾ｓ２产生运放的偏置电流。
该积分器所采用的运放为高增益运放。采用该运放主要考虑到运放的开环增益直接影响到反馈放大器的增益误差。运放由两部分组成，下半部分为电流源作负载的共源级放大；上半部分为电流源为负载的共栅级放大，ＭＫＡｌ７Ｐ２和ＭＫＡ２ｌＰ２通过改变ＭＫＡｌ６Ｐ２和ＭＫＡ２０Ｐ２的栅极信号来增加电压放大倍数。上下两部分通过ＭＪ【Ａ４７Ｐ６和ＭＫＡ９Ｐ６双端转单端输出。ＲＫＡ３４，ＣＫＡｌ２和ＲＫＡ３６，ＭＫＡｌｌ分别为上下两端的米勒补偿，保证环路稳定。该运放真正的跨导级是ＭＫＡｌ６Ｐ２以及ＭＫＡ２０Ｐ２，即运放的差模小信号是加在上述两个管子上，由此可得运放的开环增益约为：
１
４＝ｇ村“。，，剧∞，：’兄一村“。Ⅳ。删，，。。（ｇ＾ｆ肘盯，。’Ｒ一埘剧舳，：＋吾ｇ盯劓，，。Ｒ一－ｉ．ｆ“。，．）
Ｄ（５－４４）式（５—４４）是该运放的一个近似表达式，其中假设了ＭＫＡ４７Ｐ６与ＭＫ＾９Ｐ６的小信号
导通阻抗相等，因此，运放输出端的等效阻抗为竺』缕善坚！坐。这可以通过设Ｚ
计Ｍｌ（Ａ４７Ｐ６、ＭＫＡ９Ｐ６具有不同的栅长来实现。另外，由式（５—４４）可知，该运放的开环增益约为普通二级运放的２．５倍，因此，可以获得更高的开环增益，从而保证
第五章ＸＰＤ７０２６主要模块电路设计与仿真验证４５
积分器的增益误差相对较小。
电容ｃＫＡｌ８即为积分器的积分电容，电阻Ｒ８的作用有两点：
１）．电阻Ｒ８可以引入直流反馈，从而稳定运放输入级的直流工作点。这是因为，如果没有电阻＆，则运放的直流漂移会使输入级的管子进入线性区，从而在输出端产生严重的失真。但风的引入会也产生积分误差问题，通常要求＆的阻值较高。
２）．电阻＆的引入可以使输出三角波的直流电平稳定在３Ｖ，而不随方波的初始相位的变化而改变。对此具体分析如下【４１１：
对于图５．２８（ａ）所示的方波信号，其幅度为士ｖ，周期为Ｔ，初始相位为９０度，若方波右移或左移Ｔ／４，则初始相位定义为Ｏ度和１８０度。若没有硒，则对于初始相位为９０度的方波输入，输出为关于横坐标对称，峰值为ＶＴ，２ＲＫ＾２６ＣＫＡｌ８的三角波；而方波初始相位为Ｏ度和１８０度时，输出三角波则位于横坐标之下（∞一ｖＴ／２ＲＫＡ２６ＣＩ（Ａ１８）或之上（Ｏ—－ｖＴ／２＆∞６ＣＫＡｌ８），由此可知，三角波的直流分量与方波的初始相位有关，如图５．２８（ｂ）及图５．２８（ｃ）所示。
ＶＩＮ
＋ｖＶ删
０
－ｖ］用用～
（ａ）初始相位为９０度＋Ｖ划划Ｌ、０．Ｖ胴胴一ＪＵＬ、（ｃ）初始相位为１８０厦（ｂ）初始相位为Ｏ度
图５．２８积分器输入方波初始电位与输出三角波的关系
对于图５．２５所示的等效架构图，考虑到风的影响时，对运算放大器反相端的结点应用基尔霍夫电流定律，得到关于输出ｖｏＬｒｒ的微分方程：争＋去。‰＝千老嚣
““２６ｐ４ｓ，式中：干号对应输入方波的正负半周期。出于计算的方便，时间ｔ仅限于方波的正负半周期内，于是解得：％ｗ（ｆ）：ｅ“岛％?。似干三ｉ—生一懈％，?）
得：（５．４６）式中：Ａ是待定常数，可利用稳态时三角波形的连续性确定并带入式（５—４６）
嘣垆千凄导（１＿刀象亭仙‰。）（５－４７）
无滤波器立体声音频Ｄ类功率放大器专用集成电路的设计与实现
由（５４７）式可得三角波的最大、小值：
‰…ｎ（ｆ）＿±蛩末筹嘉）
Ｖ删Ｔ／４风Ｃｌ（Ａｌｓ的相对误差的绝对值在二阶近似下为：（５－４ｓ）由式（５—４７）、（５—４８）可知，由于＆的存在，输出达到稳态时，三角波的直流分量恒为零，不再与输入方波的初始相位有关。其与忽略风时理想三角波峰值
牡瓦毒警笋番瑶枷％２一丁／２Ｒｌ：厶，。＋，２／８Ｒ‘?ｃ乙１１２
此只要满足＆ＣＫＡｌ之３Ｔ，即可认为输出的三角波形较为理想。
四、振荡器的仿真结果（５－４９）由此估算，时问风Ｃｌ（Ａ１８＝Ｔ时，艿＝７．７％，而Ｒ８ＣＫＡｌ８＝３Ｔ时艿＝Ｏ．７５％。因
图５．２９为积分器运放开环增益仿真结果。由图可知，积分器运放开环增益为１０３ｄＢ，带宽为６．８ＭＨｚ。
１１０
一∞可３００
一
一５００
１８０
一
富８０Ｏ
口
一２００
图５．２９积分器运放的开环增益图５．３０积分器的环路频率特性
图５．３０为积分器环路频
率特性仿真结果。由图可知，
积分器的环路相位裕度为９７
度，满足稳定性要求。
图５＿３１为振荡器输出方
波及三角波的仿真结果。由图
可知，振荡器输出频率为？，，。…一１ｏ。。
２００Ⅺ｛ｚ的方波信号，积分器
输出１００ＫＨｚ，振幅为５Ｖ的三
角波信号，且中心电平为３Ｖ，
保证了三角波幅值大于音频信
号的幅值，满足设计要求。三。“ｏｏ２３０ｕ２６０ｕ２９０ｕｌＩｍｅ（ｓ）图５．３ｌ振荡器输出方波及三角波
第五章ⅪＤ７０２６主要模块电路设计与仿真验证４７
５．５ＰｗＭ比较器的电路设计
一、模块电路功能
ＰｗＭ比较器的功能是将三角波与积分器输出音频信号进行比较，输出可以反映音频信号幅值的方波信号，送入调制逻辑，从而产生输出驱动信号。
二、电路设计
图５．３２为ＰｗＭ比较器模块的电路图。其中，ＭＰ３、ＭＰ６、ＱＰｌ、ＱＰ２、Ｒ税、ＲＰ３构成第一级运放。ＱＰ３、ＱＰ４、ＭＰ２、ＭＰ４、ＭＰ５、ＭＰ７、ＭＮ、ＭＰ９构成第二级运放。
图５．３２ＰＷＭ比较器模块实际电路图
由于比较器的开环增益直接决定比较器的精度，所以本设计主要考虑到比较器所用运放具有较高的开环增益。对于运放增益，根据跨导等效原理，运放的开环增益为：
４＝一Ｇ小?％【，ｒ＜５－５０）
由此可知，若想增大比较器的开环增益，可以通过增大运放的输出电阻来实现。所以，本设计采用Ｃ私ｃｏｄｅ有源电流镜作为负载，且采用新颖的双端转单端结构使得比较器具有较高的带宽，从而使得比较器具有良好的小信号阶跃响应。在这里需要说明，第二级运放实际的跨导级是ＭＰ９，即第一级运放输出的差模信号其实是加在了ＭＰ９的栅源之间，从而比较器的开环增益为：爿ｒ＝ｇ。儿，：’ＲＰ２，’ｇ村，，’（ｇ＾，，，’ＲＤ一村，，。ＲＤ一村，．０９＾ｆＰ，’Ｒｏ一Ⅳ，，‘Ｒ。一ｏ，。）（５—５１）
４８无滤波器立体声音频Ｄ类功率放大器专用集成电路的设计与实现
比较器输出端转换延迟的时常数可以近似认为庐ＲｏＬｒｒ?ｃｏＬｒｒ，由此可知ｆ越大转换延迟越大，比较器速度越慢；ｆ越小转换延迟越小，比较器速度越快。而ｔ与ＲｏｕＴ成正比，即ＩｂＵＴ越大ｆ越大。因此，为了获得较高的开环增益势必需要增大ＲｏｕＴ，而ｆ也会随之增大，使得比较器的转换速度降低。这反映了比较器速度与精度的矛盾。为了解决时常数ｔ与输出
电阻ＲｏＵＴ之间的矛盾，设计时除了增大比较
器的偏置电流外而且在比较器的输出端加入
了三个非门驱动器。另外，转换延迟还与输
出端的寄生电容ＣｏＬｒｒ有直接关系。考虑到寄
生电容ｃｏＵＴ与晶体管的面积有关，所以设计
时使得ＭＰ７、ＭＰ９的宽长比较小，从而达到
减小ＣｏｕＴ的目的。
对于比较器的分析，需要从静态特性和
动态特性两方面进行考虑。
ⅥＬ一＝｛獭》…｝”ｏｕＴ，Ｉ＝｛４（％一％），吃＜咋一％‘％｝【ｐ＆，％一％＜ｏＪ图５．３３有限增益比较器的一阶等效模型ｖ．∥
Ｖ州ｙ
第五章ｘＰＤ７０２６主要模块电路设计与仿真验证
办２瓦丢
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式（５．５４卜式（５．５６）为减小比较器的传输延迟（减小ｃｏＩｌｌ）提供了理论依据。三一艺二＼、ｚ哑魁兰一：：，｝：：：：：≥。。。三；ｊ；。。８６８６４２《１６㈣。。图５．３５为比较器运放的开环频率特性的仿真结果，由图可知，运放的低频增
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５．６驱动逻辑电路的设计
一、模块电路功能
驱动逻辑电路主要处理前级调制逻辑输出信号，从而产生Ｈ桥半边电路控制信号，其主要设计要点是死区时间的控制。因为死区时间直接影响着Ｄ类功放的ＴＨＤ性能，所以死区时间的控制一定要精确。另外，设计驱动电路还要考虑到驱动能力的问题，因此本设计中采用源极输出来提高驱动电路的带载能力，减小驱动信号的转换延迟。
二、电路设计
如图５．３７为驱动逻辑的具体电路。电路可以看成数字逻辑电路和死区时间控制电路两部分。对于驱动逻辑输出端，考虑到加快其由低电平向高电平的翻转速度，引入了一个正反馈，这样可以降低驱动信号的误差时间，改善Ｄ类功放的
无滤波器立体声音频Ｄ类功率放大器专用集成电路的设计与实现
ＴＨＤ性能。
ＬＡＡ３与Ｌ从４为Ｈ桥的驱动信号。ＬＢＢ４为电荷泵输出，其电压值为２倍的电源电压。
ＬＢ船、ＬＢＢ５输入为反相方波信号。当ＬＢＢ８为高电平时，经数字逻辑电路输出Ｌ，从４与反馈信号ＬＢＢ９无关，真接为低电平；虽然此时ＬＢＢ５为低电平，但需在ＬＢＢｓ产生的反馈信号控制共同作用下，经数字逻辑电路Ｌ从３输出为高电平；由于Ｌ从３上升沿比ＬＡＡ４下降沿滞后，产生死区时间。同理，ＬＢＢ８为低电平ＬＢＢ５为高电平时，输出ＬＡＭ为高电平，ＬＡＡ３为低电平，ＬＡＡ４上升沿滞后ＬＡＡ３下降沿，产生死区时间。
图５．３７驱动逻辑模块电路图
对于死区时间控制电路的分析如下。
当ＬＢＢ８为上升沿时，初始状态Ｐ管ＭＤ４和Ｎ管ＭＤ８都处于深线性区，Ａ点（ＭＤ４管漏端）为高，Ｂ点（ＭＤ８管漏端）为低。由于经数字逻辑电路使得高压管ＭＤ７栅端控制信号也为上升沿，ＭＤ７管导通，因为其宽长比很大，且漏端电压为高压、漏电流较小，所以ＭＤ７进入饱和区，此时虽然Ａ点电压下降，但Ｂ点电压可以在ＭＤ７未进入线性区前维持在ｖｃ—ＶＧｓＭＤ７，并对电容ＣＤ２充电。ＭＤ８管、ＭＤ４管相继进入饱和区。根据宽长比设置可知Ｍ瑚管镜像电流为ＭＤ４管镜像电流的两倍。当Ａ点电压下降到使得ＭＤ７管进入线性区时，电容开始放电，Ｂ点电压随Ａ点电压一起下降，直到ＭＤ８管进入线性区，Ａ点为低，电路处于稳定状态。当Ｂ点下降到非门Ｉｔｏ的翻转阈值时，电平翻转，从而使ＬＡＡ３翻转。
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电容值大小对死区时间的影响。电容值越大，则由，＝ｃ竺三知，ＭＤ７管瞬时讲漏电流越大，即Ｂ点电压上升的峰值越小。这样，ＭＤ７管两端电流相差更大，迫
第五章ｘＰＤ７０２６主要模块电路设计与仿真验证５１
使Ａ点电压更快下降，使得ＭＤ７管更早进入线性区。随后Ｂ点电压随Ａ点一起下降，直到Ｍ珊管进入线性区，Ａ点为低，电路处于稳定状态。
同理，当ＬＢ础为下降沿，ＬＢＢ５为上升沿时。高压管ＭＤＩｏ、Ｐ管ＭＤ５、Ｎ管ＭＤｌｌ、电容ＣＤ６构成死区时间控制电路。此时，电容值越大，死区时间越大。
驱动电路的输出级采用源极输出来提高驱动电路的带载能力，减小驱动信号的转换延迟。
三、驱动逻辑的仿真结果
图５．３８为驱动逻辑的仿真结果，由图可知ＬＡ＾３为驱动Ｈ桥上半桥的驱动信号，高电平达２０Ｖ；Ｌ似４为驱动Ｈ桥下半桥的驱动信号，高电平达６ｖ。它们的死区时间为１５纳秒。
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图５．３８驱动逻辑模块的仿真结果
图５．３９是充电电容为１５０尔时的驱动逻辑死区时间仿真结果，由图５．３９可知当充电电容为１５０庳时，驱动逻辑的死区时间为２０纳秒。
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５２无滤波器立体声音频Ｄ类功率放大器专用集成电路的设计与实现
５．７电荷泵电路的设计
一、模块电路功能
电荷泵电路的主要功能是产生２倍ｖＤＤ的驱动电压，用来驱动Ｈ桥上半桥的开关管。
二、设计原理
如图５．４０所示２倍压电荷泵的典型拓扑结构【４扪。其中ＣＦ为电荷泵飞电容，ＣｏＬｒｒ为输出电容。下面分两个阶段进行具体分析：
阶段１：开关Ｓ１、Ｓ２闭合，Ｓ３、Ｓ４断开，泵飞电容两端的电压为：
ＶＦｌ三ＶｔｌＰ—ＶｃｌＮ＝ＶＤＤ（５—５７）
阶段２：开关Ｓ３、Ｓ４闭合，Ｓｌ、ｓ２断开，
泵飞电容两端的电压为：
ＶＦ２＝ＶｃｌＰ—ＶｃｌＮ＝ＶｏｕｒＶＤＤ（５—５８）
根据电容两端的电压差不能突变，则式
（５—５７）与（５—５８）相等，即：
ＶＦｌ＝＝ＶＦ２（５—５９）
因此得到：
ＶｏＵＴ＝２ＶＤＤ（５－６０）
综上所述，即为电荷泵基本的工作原理。
究其根本是利用泵飞电容进行电源与输出负载
之间的电荷传递，其可以获得高于电源的
输出电压，因此可以利用电荷泵来驱动Ｈ
桥上半桥的ＮＭＯＳ开关管。
三、电路设计
电荷泵的设计可以分为两个模块进行
设计即驱动模块设计以及输出级的设计。
图５．４１即为所设计电荷泵电路的输出级。
考虑到节省芯片的面积所以采用ＮＭＯＳ
管Ｍｃ２５０Ｐ１６、Ｍｃ２３４Ｐ１６代替开关Ｓ２，Ｓ３；二
极管Ｄ２、Ｄ４代替开关ｓＩ、ｓ４。图５．４ｌ所设计电荷泵的输出级图５．４０典型电荷泵拓扑图
下面结合ｓｗｌ』ＴＩ也和ｓｗ２＿ＣＴＲＬ
的波形来分析此电路。如图５．４２所示，其中Ｔｓｗ为开关控制频率的周期，ＴＤ为驱动信号的死区时间。当ｓｗｌ—￡ＴＲＬ为高电平、Ｓｗ２—ＣＴＲＬ为低电平时，开关管Ｍｃ２５０Ｐ１６，二极管
第五章Ⅺ’Ｄ７０２６主要模块电路设计与仿真验证
Ｄ２导通，此时Ｄ４由于反向偏置处于截止状态。泵飞电容ＣＦ充电。
当Ｓｗ２－ＣⅡ也为高电平、ＳｗｌＣｒＲＩ，为低电平时，开关管Ｍｃ２３４Ｐ１６，二极管Ｄ４导通，此时Ｄ２由于反向偏置处于截止状态。泵飞电容ＣＦ放电，将其存储的能量传递给输出电容ＣｏＵＴ，从而获得输出为２倍ＶＤＤ的电压。
接下来的问题是如何获得图
５．４２所示的驱动电压，尤其是
ＳＷ２ＣⅡ江。这就引出了电荷泵驱
动逻辑的设计。如图５．４３所示即为
所设计的电荷泵驱动具体电路。
根据Ｃ１Ｐ端高电压为２倍的
ＶＤＤ，所以设计时可以考虑利用２：厂］厂］厂］厂］曼门ｉ｝ｎ；ｎｉｎ｜司ｒ］ｎｎ厂
ＣｌＰ电压自举来产生ｓ、舵Ｃｎ也
驱动。图中虚线内的数字逻辑采用
内部电源电压，即其逻辑高电平为
６ｖ，其余部分的逻辑高电平为：露彩磨霜图５．４２电荷泵的输入输出波形
ＣｌＰ。因此两部分逻辑连接需要高电平逻辑转换电路。Ｍｃ８８、ＭｃＢ９’Ｍ“１Ｐ２、Ｍ“３Ｐ２、Ｍｃｌ３Ｐ４即完成了上述功能。当Ａ点（或非门Ｉｃｌ５３的输出）电压为低电平时，由于Ｍｃｌ３Ｐ４将Ｃ点拉至低电平，所以Ｍ“ｌＰ２导通将Ｍｃ８８的栅极拉低，Ｍｃ昭导通。此时，由于Ｍｃ４３Ｐ２截止．因此Ｂ点电压输出高电平。当Ａ点电压为高电平时，Ｍｃ４ｌＰ２、Ｍｃ８９、Ｍｃ蛆截止，Ｂ点输出低电平，因此完成了不同逻辑高电平之间的转换。
图５．４３电荷泵驱动逻辑具体电路
高压管Ｍｃ９８Ｐ１０的栅端为近似Ｃ１Ｐ的电压，而Ｍｃ９８ＰＩｏ接成了源随器结构，因此其输出电平基本接近ＣｌＰ。当ＣｌＰ为高电平２倍ＶＤＤ时，Ｂ点为低电平，因此
无滤波器立体声音频Ｄ类功率放大器专用集成电路的设计与实现
非门Ｉｃ３４输出高电平为Ｃ１Ｐ的逻辑高电平。也就是说，Ｓｗ２一ＣＴＲＬ的高电平即为Ｃ１Ｐ的高电平，这就为Ｓｗ２Ｃｎ己Ｌ自举创造了条件。对于阶段１，ＳＷｌＣＴＲＬ为高电平，将ＣｌＮ拉至地电位，Ｃ１Ｐ为电源电压ｖＤＤ，当ＳｗｌＣＴＲＬ变为低电平时，由于开关管漏端的寄生电容，Ｃ１Ｎ此时仍为地电位，Ｓｗ２Ｃ１ＲＬ为ｖＤＤ电压，因此足以开启开关管Ｍｃ２３４Ｐ１６，使得Ｃ１Ｎ电压为Ｖ叻，从而Ｃ１Ｐ为ＶＤＤ＋△Ｖ，ｓｗ２－Ｃｎ也亦为ＶＤＤ＋△Ｖ，这样经过若干振荡周期后，Ｃ１Ｐ的高电平即可达到２倍的电源电压，而Ｓｗ２ＣＴＩ也的高电平也可达到２倍的电源电压。上述，即为ＳＷ２ＣＴＲＬ自举驱动的过程。
对于电荷泵驱动逻辑信号ｓｗｌｃＴＩ也、ｓｗ２ｃＴＲＬ之间的死区时间是必须考虑的问题。通过设置合适的电阻Ｒｃ３２ｓ２和电容ＣｌＩ即可得到所需的死区时间，这里就不再赘述。
三、电荷泵的仿真结果
图５．４４为电荷泵输出的仿真结果，电源电压ｖＤＤ在１００微秒～１５０微秒的时间内从零上升至１０ｖ。由图５．４４可知，电荷泵输出ＣＨＯｕ）在电源电压升至１０Ｖ后，输出１９Ｖ的驱动电压。满足了设计要求。
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图５．４４驱动逻辑模块的仿真结果图５．４５电荷泵驱动信号死区时间仿真结果图５．４５是电荷泵驱动信号死区时间的仿真结果。由图５．４５可知，驱动信号的死区时间分别为１４１纳秒和３１纳秒。满足设计要求。
第六章芯片整体功能仿真
第六章芯片整体功能仿真
在前几章详细介绍了ｘＰＤ７０２６的系统设计原理和具体子模块设计仿真结果。而研究设计一个芯片的目的不仅是要完成所有功能，更主要的就是在于实际应用，即实现芯片的电特性参数要求。由于元器件特性随着工艺步骤的变动会产生漂移，根据元器件参数漂移范围，存在慢模型、典型模型、快模型之分，所以在仿真中需要进行多种工艺参数、各种温度、不同电压的组合仿真。在本章中，给出了芯片整体电路的典型模型下部分Ｃａｄ锄ｃｅ仿真结果，包括主要的电特性参数和电路特性曲线。
６．１芯片整体电路
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图６．１）（ＰＤ７０２６整体电路原理图
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在第五章中讨论了ｘＰＤ７０２６的主要子模块电路的设计、仿真，那么将前面的模块按照图４．２原理框图中的连接关系有机地组合，就得到了该芯片实际的整体电路框架图，如图６．１所示。带有ＥＳＤ保护结构的是芯片外部引脚，其余均为内部连线，为不使电路连接复杂，使用对线标记的方法连接电路。
６．２芯片整体电路仿真
）口Ｄ７０２６在具体电路设计过程中，采用的是国外某公司的Ｏ．缸ｍＢｃＤ工艺模型进行仿真。所以，对整体进行仿真时也采用该模型。另外，考虑到整体电路仿真要使用外围元件，还特别根据设计要求选择了相应的外围元件Ｃａｄ觚ｃｃ仿真模型。图６．２是整体电路仿真图。
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图６．２整体电路仿真图
图６．３分别给出了图６．２电路的仿真结果。仿真条件：输入信号幅度为５５ｍｖ，频率为１ＫＨｚ，５ＫＨｚ，ｌＯⅪ｛ｚ，负载为８Ｑ，电源电压为ｖＤＤ－１２ｖ，温度为２７℃的输出波形。
第六章芯片整体功能仿真
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图６１３（ａ）输入信号频率为１ＫＨｚ的输出波形
图６．３（ｂ）输入信号频率为５ＫＨｚ的输出波形图６．３（ｃ）输入信号频率为１０ＫＨｚ的输出波形
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由图６．３可知，输出音频信号的失真小于Ｏ．０９％，达到了设计要求。
图６．４给出了电源电压为１５Ｖ，增益
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ＲＬ＿１；Ｏ
１３ｄＢ条件下，Ｄ类功率放大器输出功率与其效率的关系曲线图。在典型输出功率６ｗ的条件下其效率为８１％满足了设计要求。另外，由图６．４可知，当Ｄ类功放输出功率较小时，其效率相对较低，这是由于在输出功率较低时，芯片的静态电流与输出负载电流相当，静态电流引起的静态损耗占电源供给功率的比重增大造成的，因此Ｄ类功放适合大负载功率输出。
图６．５给出了电源电压为２０Ｖ，增益１３ｄＢ条件下，Ｄ类功率放大器输出功率与其效率的关系曲线图。比较图６．４与图６．５
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可知，Ｄ类功率放大器的效率在相同负载条件下是随电源电压升高而有所降低的。由此可知，对于Ｄ类功率放大器，降低其输出开关管的导通阻抗以及静态电流是
至关重要的。因此，在所设计的Ｄ类功放中全部采用Ⅻ讧ＯＳＦＥＴ作为输出开关管。
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图６．５电源电压为２０Ｖ、增益为１３ｄＢ
条件下输出功率与效率的关系
图６．６开关管导通阻抗随温度变化的关系曲线
图６．６给出了所设计Ｄ类功放输出开关管导通阻抗随温度变化的关系曲线。由图６．６可知在室温２７０Ｃ时，开关管导通阻抗为３３９ｍＱ。在８Ｑ负载、输出６ｗ功率的典型情况下仅耗散０．５ｗ的功率，满足了设计要求。另外，由图６．６可知，随着温度的升高，开关管导通阻抗会随之升高，这将引起Ｄ类功率放大器效率的
下降。
结束语
结束语
Ｄ类音频功率放大器相对于其它功率放大器具有效率高，输出功率大等特点，特别适合于电池供电的便携式电子设备。但由于其属于非线性运放，增益直接与电源电压有关，所以其线性度和电源抑制的性能存在设计难点，成为Ｄ类音频功率放大器的设计瓶颈。
本论文的设计工作是来源于西安电子科技大学电路ＣＡＤ研究所的科研项目“高效低ｎｌＤ音频Ｄ类功率放大器的研究与设计”。在广泛调研和深入分析国内外此课题发展情况的基础上，本文从Ｄ类音频功率放大器基本原理入手，深入研究和分析了Ｄ类音频功率放大器的关键设计技术，基于研究的理论基础提出了无需输出滤波器的半波整流调制方案，并且设计出一款大功率、高效率、低Ｔ切）＋Ｎ的Ｄ类音频功率放大器）ｏＤ７０２６。整个电路基于Ｏ．印ｍＢｃＤ工艺设计，利用Ｃａｄｅｌｌｃｅ等ＥＤＡ软件进行仿真验证。仿真结果表明，该设计电路较好的完成了无需输出滤波器、高效率设计要求。本论文主要成果有：
１．介绍了各种音频功率放大器的拓扑结构及各自的工作原理，并且比较了它们之间Ｔ｝ｍ＋Ｎ、效率等性能参数的特点；
２．着重阐述了Ｄ类音频功率放大器的工作原理及特点，重点介绍了Ｄ类音频功率放大器关键的设计技术，如利用负反馈改善Ｄ类音频功率放大器的线性度，减少失真；提出了一种免去输出级滤波器的调制方案并指出了ＥＭＩ干扰的产生及如何降低ＥＭＩ的方法；
３．系统介绍了芯片Ⅺ，Ｄ７０２６的设计过程，包括芯片指标的制定、系统方案的选择、系统功能的电路实现及仿真验证；
４．针对Ｄ类音频功率放大器提出了一种用于高压芯片的带隙基准源设计，该带隙基准可输出６ｖ的带隙电压，不仅具有良好的温度特性，而且可输出高达２０ＩｎＡ的电流，完全可以作为片内电源使用，为降低Ｄ类音频功率放大器的静态功耗，提高整体效率创造了条件；
５．采用了积分器输出宽摆幅，高频率的三角波，比直接应用电容电压，可以降低静态电流的消耗；
６．ＰｗＭ比较器的设计采用ＮＭＯＳ电流镜进行双端转单端变换，从而提高了ＰｗＭ比较器的单位增益带宽；
７．精心设计输出驱动死区时间的控制电路，使得驱动死区时间控制精确，减小了失真。
６０无滤波器立体声音频Ｄ类功率放大器专用集成电路的设计与实现
８．所设的Ｄ类音频功率放大器输出级全部采用Ⅻ讧ＯＳ开关管，从而不仅使得功放的输出阻抗的匹配性好，而且极大的降低了芯片的面积。
文中详细介绍该芯片目前已完成的设计和前仿真工作，由于无滤波器Ｄ类音频功率放大器的设计还处于一个新的发展阶段，而我们的技术力量并不是很成熟，所以设计工作还有不足之处需要迸一步完善。
本文还需要改进的是可以考虑利用输出级自举电路完成Ｈ桥上半桥的驱动，这样可以进一步降低系统的静态电流而且可以通过采用扩频技术来进一步降低Ｄ类功放的ＥＭＩ。
致谢６１
致谢
值此论文完成之际，谨向给予过我指导、关心和帮助的人们表示最衷心的感谢。
首先要向我的导师王松林教授致以最崇高的敬意。感谢王松林老师带我进入模拟ＩＣ设计这一行，使我可以在自己喜欢的专业上充分发挥。在我攻读硕士学位期间，王老师给了我非常大的帮助和教导，不仅在工作和学习中严格要求和谆谆教诲，而且在生活上也给了我无微不至的关怀。王老师的谆谆教诲是我以后职业生涯中永远的财富。
本论文的完成也凝聚着来新泉教授的心血，在此向来老师致以最由衷的谢意。来新泉教授在模拟集成电路设计方面有着很深的造诣，来老师渊博的知识和严谨的治学作风给我留下了很深的印象，让我学到了很多东西。来老师经常教导我们要重视基础知识学习、重视个人能力培养，这将对我今后的学习、工作产生深远的影响。
感谢西安电子科技大学电子工程学院代国定副教授，特别感谢代老师给予我在工艺、模型知识方面的指导和帮助。
感谢西安电子科技大学机电工程学院王辉老师在科研工作和日常生活中给我提供了大量的指导和帮助。在此，衷心地向王老师致以诚挚的敬意。
感谢一起工作过的师兄师姐：叶强、尤勇、刘心泽、王江燕、谢飞，他们对我的学习工作给予了很多帮助，在此对他们的帮助致以衷心的感谢。
感谢实验室的诸位同学：孙朝阳、巫炜、黄虎、洪益文、李磊、李琳、郭海朝、罗莉、吕亚兰等同学在学习和生活上所给予的帮助。和他们的探讨与交流，令我不断开阔视野，受益匪浅；感谢师弟师妹，特别是井海霞、胡佳民、冯旭，他们为论文的完成做了较多的工作。另外，还要感谢舍友徐庆，感谢他在生活上给予我的帮助。
最后，我要深深感谢我的父母，在两年多的研究生学习生活中，他们的鼓励、支持和无私的爱给我强大的精神支柱，他们博大无私的爱和深切的期望是我不断进取的精神动力。
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在读期间研究成果
在读期间研究成果
一、在读期间参加科研项目
１．参加西安电子科技大学电路ＣＡＤ所科研项目“电源管理类系列集成电路设计”，本人负责一款具有ＬＤ０模式的同步降压型芯片的设计与验证工作。该芯片采用ＣＳＭＣＯ．轧ｍＣＭＯＳ工艺进行仿真。
２．参加西安电子科技大学电路ＣＡＤ所科研项目“无需滤波器、高效率音频功率放大器的研究与设计”，本人完成无需滤波器、高效率Ｄ类音频功率放大器专用集成电路芯片ＸＰＤ７０２６的设计与仿真验证，该芯片采用国外某公司的Ｏ．嘶衄ＢＣＤ工艺。
３．参加西安电子科技大学电路ＣＡＤ所科研项目“电源管理类系列集成电路设计”，本人负责全功能线性锂离子电池充电器、ｕＳＢ功率控制器、电源无缝转换以及热插拔模块的设计与仿真。该芯片基于ＣＳＭＣＯ．和ｍＣＭＯＳ工艺进行设计。
４参加西安电子科技大学电路ｃＡＤ所科研项目“低ＴＩ玎Ｄ＋Ｎ的音频功率放大器关键技术理论研究与设计”，参与完成音频功率放大器Ⅺ＇Ｄ００１中的３２位增益控制模块的设计与仿真报告撰写工作。
二、论文发表情况
１．王松林，牟在鑫，来新泉，代国定．《一款基于复合运放的线性锂离子电池充电器》被中文核心期刊《微电子学》录用。
２．牟在鑫，王松林，来新泉．《一种ＣＭ０ｓ混合电源供给方案》被专业科技期刊《电源技术学报》录用。
３．来新泉，郭海朝，牟在鑫．《一种用于高压芯片的带隙基准源的设计》被中文核心期刊《电子器件》录用。
无滤波器立体声音频D类功率放大器专用集成电路的设计与实
现
作者：
学位授予单位：牟在鑫西安电子科技大学
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基于国际电信联盟标准化组织(ITU-T)编码标准G.729.1,本文提出了一种嵌入式变速率立体声语音与音频编码方法.本算法利用G.729.1和改进的调制叠接变换(Modulated Lapped Transform,MLT)编码技术对输入信号的中值与边带信息进行分层编码,形成具有嵌入式结构的码流.编码器可处理宽带和超宽带的立体声信号,宽带立体声信号编码的最大码率为48kb/s,超宽带立体声信号编码的最大速率为64kb/s.实现结果表明,本编码器的编码质量均达到了ITU-T对G.EV-VBR立体声编码的指标要求.
3.学位论文 吴永辉 立体声增强功能音频功放芯片的设计与试制 2007
本文设计了一个音频功率放大器芯片，主要应用于小体积便携式电子产品，对此本芯片主要有以下三个特点：首先设计了低功耗关断模式和开关噪声抑制电路；具有高线性和高保真度的AB类放大器；另外，在系统中还设计了3D立体声增强功能。
低功耗模式有效时，系统所有模块均被关断，只有一些逻辑控制电路在工作，因功耗很小。系统中的电源旁路电路，在系统开启和关断时能够延缓信号传输，当系统稳定后才有信号输出，故抑制了“咔嚓”声；便携式产品体积有限，立体声的两个扬声器不可能相距足够远，因而音效往往很差，本文在深入分析了立体声原理、声音串扰及解决方法之后，设计了一种电路结构，此结构基于音频放大系统并集成于音频放大系统之内，能够增强3D立体声的声场。另外，文中还优化设计了运算放大器、电流源、过温保护等模拟电路，使之性能更好、功耗更小。
本芯的整个设计流程都是在cadence工具下完成，在模块电路设计中，仿真与设计循环进行，并最终确定了系统的电路。对芯片系统进行整体仿真，模拟其功能和性能参数，都在可接受的范围之内。本论文还细致地设计了系统的版图，尤其是运算放大器和功率器件等决定芯片性能的关键模块。电路和版图的设计都采用0.5μm N阱CMOS工艺的器件模型和设计规则，并最终流片。封装为QFN24，具有面积小、散热性能好的特点。
对芯片进行详细测试的结果表明，过温关断、3D立体声增强、单双端模式及低功耗关断模式功能正常。关断模式下功耗几乎为零，而芯片最大静态功耗20mW，在5V电源电压、4Ω负载、频率为1KHz及1W输出功率时的THD+N为0.2％。各项性能指标均达到了设计的预期值。
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人类听觉生理学和心理学是研究虚拟声定位技术的基础，本论文回顾了心理声学相关听觉系统以及听觉特性，包括音频定位因素的影响和哈斯效应，掩蔽效应等因素对多音叠加的影响，为本文奠定了研究基础。
接着描述了人类感知声音的过程，介绍了音频定位的依据，引入双耳听觉传输原理的核心部分——头部相关传输函数(HRTF)。然后简述了麻省理工学院和CIPIC实验室测量HRTF的方法，通过声波的散射理论以及利用人头模型提出一种简化的理论计算对头部尺寸对声音定位的影响进行了理论分析，并且利用心理学测试验证利用匹配数据库实现HRTF的个性化。根据心理学家对声音频谱定位特性的研究，分频段对HRTF进行增益改变以尽量减少虚拟声前后声像混淆的发生。为了得到更真实自然的虚拟运动声源，研究了HRTF的空间插值以弥补空间测量HRTF数据不足的缺点。以上几点为音频定位系统奠定了基础。
在多媒体计算机虚拟声重发的实际应用中，要求对音频信号进行实时处理。文中探讨了多媒体计算机音频的实时处理方法，强调了数据处理模块的运算速度要足够快。在本论文，针对项目环境的要求，提出了包括静止单声源的音频定位的生成方案；静止多声源的音频定位系统方案以及音频混音的算法：三维动态声源的音频定位的生成方案，重点研究了音频信号处理过程的实时性。
最后，本论文通过利用CIPIC实验室测量的HRTF合成双通道虚拟声的音频定位仿真系统，对该仿真系统进行感知测试，验证了双通道虚拟声音频定位系统实现方案的可行性，并总结出该音频仿真系统存在的问题以及改进方法。
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下载时间：20xx年12月23日