第一节  实训目的

实训是通过对培训对象比较集中、系统的专业技能培训，使其具有一定的专业操作技能。对于电子信息工程专业的学生，实训的目的在于通过集中、系统的培训使学生了解和掌握电子元件的认外形、特征及一些常用电子元件的运用，了解和掌握常用操作工具（如电烙铁、万用表、吸锡器、斜口钳等）和常用实验仪器设备（如函数发生器、示波器等）的原理和使用。与此同时掌握电子元件检测、焊接技术和调试技术，使理论与实践相结合，进一步提升自己的专业知识，最后真正的掌握一门技术。

第二节   TDA2030简介

TDA 2030A：

TDA 20## 是一块性能十分优良的功率放大集成电路，其主要特点是上升速率高、瞬态互调失真小，在目前流行的数十种功率放大集成电路中，规定瞬态互调失真指标的仅有包括TDA 20## 在内的几种。我们知道，瞬态互调失真是决定放大器品质的重要因素，该集成功放的一个重要优点。   

TDA 20## 集成电路的另一特点是输出功率大，而保护性能以较完善。根据掌握的资料，在各国生产的单片集成电路中，输出功率最大的不过20W，而TDA 2030的输出功率却能达18W，若使用两块电路组成BTL电路，输出功率可增至35W。另一方面，大功率集成块由于所用电源电压高、输出电流大，在使用中稍有不慎往往致使损坏。然而在TDA 2030集成电路中，设计了较为完善的保护电路，一旦输出电流过大或管壳过热，集成块能自动地减流或截止，使自己得到保护（当然这保护是有条件的，我们决不能因为有保护功能而不适当地进行使用）。   

TDA 20## 在电源电压±14V，负载电阻为4Ω时输出14瓦功率（失真度≤0．5％）；在电源电压 ±16V，负载电阻为4Ω时输出18瓦功率（失真度≤0．5％）。该电路由于价廉质优，使用方便，并正在越来越广泛地应用于各种款式收录机和高保真立体声设备中。该电路可供低频课程设计选用。

TDA2030A主要参数：
 工作电压：±6～22V
    静态电流：<50mA
    输出功率：18W，当V=±16V，RL=4Ω时
    谐波失真：0.05%，当f=15kHz，RL=8Ω时
    闭环增益：26dB，当f=1kHz时
    开环增益：80dB，当f=1kHz时
    频响范围：40～14000Hz

TDA2030电路特点：

 [1].外接元件非常少。

 [2].输出功率大，Po=18W(RL=4Ω)。

[3].采用超小型封装（TO-220）,可提高组装密度。

 [4].开机冲击极小。

[5].内含各种保护电路，因此工作安全可靠。主要保护电路有：短路保护、热保护、地线偶然开路、电源极性反接（Vsmax=12V）以及负载泄放电压反冲等。

注意事项：

 TDA2030具有负载泄放电压反冲保护电路，如果电源电压峰值电压40V的话，那么在5脚与电源之间必须插入LC滤波器，以保证5脚上的脉冲串维持在规定的幅度内。
    热保护：限热保护有以下优点，能够容易承受输出的过载（甚至是长时间的），或者环境温度超过时均起保护作用。与普通电路相比较，散热片可以有更小的安全系数。万一结温超过时，也不会对器件有所损害，如果发生这种情况，Po=（当然还有Ptot）和Io就被减少。印刷电路板设计时必须较好的考虑地线与输出的去耦，因为这些线路有大的电流通过。装配时散热片与之间不需要绝缘，引线长度应尽可能短，焊接温度不得超过260℃，12秒。虽然TDA2030所需的元件很少，但所选的元件必须是品质有保障的元件。TDA2030是许多电脑有源音箱所采用的Hi-Fi功放集成块。它接法简单，价格实惠。额定功率为14W。电源电压为±6～±18V。输出电流大，谐波失真和交越失真小（±14V/4欧姆，THD=0.5%）。具有优良的短路和过热保护电路。其接法分单电源和双电源两种：1.单电源接法 2.双电源接法

TDA2030管脚功能：

1脚是正相输入端

2脚是反向输入端

3脚是负电源输入端

4脚是功率输出端

5脚是正电源输入端。

第三节 恒兴牌 2030型立体声功率放大器教学套件介绍

及电路原理分析

电路电子元件：

安装说明：

本套件是以集成电路TDA 2030A为中心组成的功率放大器，它具有失真小、外围元件少、装配简单、功率大、保真度极高等特点，很适合无线电爱好者和音响发烧友自制。从图中可以看出，本电路由三部分组成，即电源部分；左（L）声道功能放大器和右（R）声道功能放大器。LED和R19为电源指示电路，以指示电源是否正常，开关K为电源开关。这里特别要提出来的是TDA 2030A的选择，不带A的是小功率。另外一定要配备散热面积比较大的散热器，以免烧坏TDA 2030A。整流二极管对电阻电容等元件都没有特殊要求。安装时先安装卧式元件，如电阻、二极管，再安装瓷片电容，电解电容，在安装电位器、开关，最后安装集成电路。先将散热器用自攻螺丝拧在电路板上，再将TDA 2030A用螺丝拧在散热器上。动手调试之前先将两个喇叭接好（注意千万别短路），再将输入信号接好，若没有立体声信号源也可以将两个输入端短接，并联之后再接一个输入信号，接好电源变压器的双交流电源，在通电之前将音量调至最小；通电后测量TDA 2030A的第四脚电压为0或接近0。否则应检查元件是否接错，有无虚假、错焊等现象。排除故障后，一台高保真的功率放大器大功告成。根据电源电压的高低可以本功率放大器的功率从20W提高到50W。

电路原理图：

电路原理分析：

通过变压器将220V交流电变为成12V交流电，然后将12V交流电与桥式整流连接，输出15V直流电供电路使用。桥式输出电压通过C17、C18滤波之后作用于两个功率放大器IC1、IC2。输入信号通过L IN、R IN输入，信号经过放大后通过L OUT、R OUT输出。通过三个电位器的调节（高、低音和音量调节）就可以输出高保真的立体声音乐。

第四节  电路元件测试

电阻测试：

我在对于有色环的电阻主要是用万用表检测其阻值是否与其上的色环读数相匹配及其好坏，对于没有色环的电阻检测的目的是测量其阻值及好坏，便于使用。要色环读数与万用表一治或者相差不大的才能用，否则就不能用。在安电阻的时候我们要细致的，认真的安好，不能出错。

电容测试：

电容检测需要用专用的检测设备检测，对于要求不高的电路一般不测试电容。

电位器测试：

对于电位器，一般先把万用表调到欧姆档，将万用表两表笔连接电位器两端脚，测其两端脚的阻值是否与标称值匹配；再将万用表的一只表笔接电位器的中间端脚，另一只表笔分别接电位器的其他两端脚，转动转轴，观察电阻值的变化，如果是随着转轴的缓慢转动电阻值均匀变化，那就证明电位器是正常的，否则为不正常。认真细致才是我们的态度。

发光二极管测试：

发光二极管通过接通电源检测其是否正常工作，即发光二极管是否发光，并判断其引脚的阴阳极。

集成电路TDA 2030的测试：

查阅相关资料，了解TDA 2030的性质，具体介绍请参照 《第二节 TDA 20## 简介》。

第五节  焊接要求及经验技巧

焊接要求及技巧：

焊接是通过一定的方式或者技巧将电子元件和电路有机结合的一种方式，是电子专业最基本的操作技术之一，所以电子专业的学员必须掌握。

焊接最基本的工具有：电烙铁、锡丝、烙铁架、松香等。

焊接前需要将电子元件的引线砂光，便于焊接，全新的电子元件可以不进行砂光。之后，需对砂光后电子元件的引脚进行上锡，使引脚上覆盖一层薄薄的锡焊，其功能也是便于焊接。焊接的时候一般是先焊接大功率的电子元件，后焊接小功率的电子元件，这样可有效的避免焊接大功率电子元件的时候将小功率的电子元件烧坏。焊接的时候右手拿电烙铁（最好让电烙铁加热足够，一般2～3分钟即可），左手拿锡丝，电烙铁与水平面呈45°角，先用电烙铁对引脚进行预热（预热时间不可太长），预热结束后，将锡丝接触电烙铁使其溶化，待锡汁包围引脚，同时铜箔上的锡饱满就可先移开锡丝，随后把电烙铁沿着引脚向上提，以移开引脚，焊接即完成。当焊接不足或者虚焊的时候需按照以上方法进行补焊或者用电烙铁把已经焊好的锡溶化用吸锡器吸掉后再进行焊接。焊接完之后需要把长的引脚用斜口钳或者其他利器剪掉，留1～2mm。

第六节  安装调试

电子元件的安装：

安装电子元件之前需要对电子元件的引脚进行加工，即需要把电子元件的引脚弯曲，使之适合电路板上的孔距。具体做法是：用大拇指顶住引脚与电子元件连接端，用力使引脚弯曲，弯曲处呈弧形（避免引脚折断）。

将加工好的电子元件安装在电路板上的指定位置，以便焊接。安装的时候应注意，大功率的电子元件应与电路板相隔一定距离（电解质电容等），便于散热，也就是说有的电子元件需要悬空，悬空高度一般为1cm，不超过2cm。小电阻可直接贴于电路板安装。有的电子元件需要与散热器相连接，如TDA 2030等。

成品的调试：

对成品进行调试之前须对成品进行检查，检查无误后方可进行调试。

恒兴牌 2030型立体声功率放大器的调试：

将电源、输入和输出接到恒兴牌 2030型立体声功率放大器的相应位置上，开启开关前各电位器应调到最小值处。开启开关，输入信号，调节电位器观察结果并做好记录。如遇到问题应在关掉电源后再进行问题解决。

第七节  总结

在这次试验中，通过这次对立体声功率放大器的设计与制作，让我知道了电路设计及制作的，了解了一些电子元器件的使用程序和规格。每个电子集成版的的策划基本上都是一样，这就是万变不离其宗的规律。我在挑选的时候也出了一些错的，在我焊接的时候总是没有去掉氧化物而将电路虚焊了。后来通过和同学们的交流才让我慢慢的懂了。但是都是这样慢慢的观察，识别，探索，最后能找到一个满意的意见与集成集成板想对应的位置，这才是圆满的一个试验。

通过这个实训课，让我们学习怎么安装电阻，电容，电位器。让我们受益匪浅，让我们学习了互相团结，合作的精神，成功不是一个人的，是我们大家的一直齐心协力的结果。在试验中我们也有很多不足的地方，慢慢来就会改进了。

这次实训课让也让我知道了凡是都是要自己懂手做才能懂得其中的奥妙，老师只是将知识教给我们，但下来具体怎么做还是要靠我们自己的。只有通过自己不断的练习才能更好的掌握好老师教的知识。才能让老师的心血没白费。

最后，谢谢老师的教导。

第二篇：音频功率放大器的分析与设计

西北大学

硕士学位论文

音频功率放大器的分析与设计

姓名：王伶伶

申请学位级别：硕士专业：微电子学与固体电子学

指导教师：张志勇

20090401

西北大学硕士学位论文

摘要

随着现代电子技术的发展，集成电路被广泛地应用于各类电子电路中。随着半导体技术的进步，功率放大电路也得到了飞速的发展和应用。音频功率放大器是功率集成电路的重要组成部分，并且广泛应用于消费类电子产品中。我国是全球最大的消费类电子商品市场和生产基地，音频功率放大器的需求日益倍增。因此研究音频功率放大器有着非常重要的现实意义。

本论文设计了一款Ｂ类双声道，输出功率为２．６Ｗ，且具有静音待机功能的音频功放。在深入研究和分析大量音频功放工作原理的基础上，以ＴＤＡｌ５１７的模块为参考，结合多种类型电路模块的优缺点，设计了输入级，中间级，推挽式输出级等十几个模块电路，运用Ｃａｄｅｎｃｅ软件工具完成了整个系统的仿真，仿真结果达到预定的电学性能指标。整个系统电路稳定性好，总谐波失真小，可靠性高。

基于华润晶芯１．６ｕｍ双极工艺，应用ｃａｄｅｎｃｅ下的ＶｉｒｔｕｏｓｏＬａｙｏｕｔＥｄｉｔｏｒ，依据器件的匹配原则、布局布线原则完成了电路芯片的版图绘制，并且通过了设计规则检查（ＤＲＣ）、电学规则检查（ＥＲＣ）以及电路图与版图一致性检查（ＬＶＳ），验证了版图绘制的正确性。

关键词功率放大器，双极工艺，输入级，版图

西北大学硕士学位论文

ＴｈｅＡｎａｌｙｓｉｓａｎｄＤｅｓｉｇｎｏｆＡｕｄｉｏＰｏｗｅｒＡｍｐｌｉｆｉｅｒ

Ａｂｓｔｒａｃｔ

Ｗｉｔｈｔｈｅｄｅｖｅｌｏｐｏｆｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ＩＣｐｌａｙｓａｌｌｉｍｐｏｒｔａｎｔｒｏｌｅｉｎｔｈｅｖａｒｉｅｓ

ａｍｐｌｉｆｉｅｒ

ａｌｌｆｉｅｌｄｓｏｆｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｃｉｒｃｕｉｔ．Ｗｉｔｈａｄｖａｎｃｅｓｉｎｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ｐｏｗｅｒｃｉｒｃｕｉｔｈａｓｂｅｅｎｔｈｅｒａｐｉｄｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔａｎｄａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ．Ａｕｄｉｏｐｏｗｅｒａｍｐｌｉｆｉｅｒｉｓ

ｉｍｐｏｒｔａｎｔｉｍｐｏｒｔａｎｔｐａｒｔｏｆｃｏｎｓｕｍｅｒｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｐｒｏｄｕｃｔｓ，Ｃｈｉｎａ－一Ｏｕｒｃｏｕｎｔｒｙｉｓｔｈｅｍｏｓｔｍａｒｋｅｔｏｆ

ｃｏｎｓＲｌｌｌｅｒｐｒｏｄｕｃｔｓ

ｏｆａｕｄｉｏａｎｄｔｈｅｂｉｇｇｅｓｔｗｏｒｌｄｍａｎｕｆａｃｔｕｒｅｃｅｎｔｅｒｏｆｃｏｎｓｕｍｅｒａｐｒｏｄｕｃｔｓ，ｔｈｅｎｅｅｄｐｏｗｅｒａｍｐｌｉｆｉｅｒｉｓｍｏｌｔａｎｄｍｏｌｌ，Ｓｏｉｔｉｓ

ｏｎｖｅｒｙｉｍｐｏｒｔａｎｔｐｒａｃｔｉｃａｌｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｃｅｔｏｌａｕｎｃｈａｒｅｓｅａｒｃｈａｕｄｉｏｐｏｗｅｒａｍｐｌｉｆｉｅｒ．

ａｎＴｈｅｄｅｓｉｇｎｅｄｃｉｒｃｕｉｔｏｆｐａｐｅｒｉｓ

ｉｓｉｎｔｅｇｒａｔｅｄｃｌａｓｓ－Ｂｄｕａｌｏｕｔｐｕｔｏｎａｍｐｌｉｆｉｅｒ、＾，ｉｍｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｏｆＭＵＴＥ／ＳＴＡＮＤＢＹｓｗｉｔｃｈ，ｔｈｅｐｏｗｅｒ

ａｕｄｉｏｐｏｗｅｒ２?６Ｗ．ＢａｓｅｄｐａｐｅｒｔｈｅｐｒｉｎｃｉｐｌｅａｎｄａｍｐｌｉｆｉｅｒａｎｄｔｈｅＴＤＡＩ５１７，Ｔｈｅｄｅｓｉｇｎａｂｏｕｔｅｌｅｖｅｎｃｉｒｃｕｉｔｐａｒｔｓ，

ｆｅｅｄ－ｂａｃｋ，ｏｖｅｒ－ｃｕｒｒｅｎｔｉｎｃｌｕｄｉｎｇｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌｉｎｐｕｔｓｔａｇｅｍｉｄｄｌｅａｍｐｌｉｆｉｅｒ，ｎｅｇａｔｉｖｅ

ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎａｎｄｏｖｅｒ－ｖｏｌｔａｇｅｐｒｏｔｅｃｔｉｏｎ，ｃｌａｓｓＢｐｕｓｈ－ｐｌｌｌｌｏｕｔｐｕｔｓｔａｇｅｐｏｗｅｒｅｒｅ．ＴｈｅｗｈｏｌｅｃｉｒｃｕｉｔｏｆｔｈｅａｕｄｉｏａｍｐｌｉｆｉｅｒｉｓｓｉｍｕｌａｔｅｄｉｎＣａｄｅｎｃｅ，ｔｈｅｒｅｓｕｌｔｓｓｈｏｗｔｈａｔｔｈｅｓｙｓｔｅｍｗｏｒｋｓ

ｖｅｒｙｗｅｌｌａｎｄｇｅｔｈｉ曲ｓｔａｂｉｌｉｔｙ．

ＴｈｅｌａｙｏｕｔｏｆｓｙｓｔｅｍｉｓｄｅｓｉｇｎｅｄｂｙｕｓｉｎｇｔｏｏｌｓｏｆＶｉｒｔｕｏｓｏＬａｙｏｕｔＥｄｉｔｏｒｉｎｃａｄｅｎｃｅｉｎＣＳＭＣ１．６ｕｒｎｂｉｐｏｌａｒｍｏｄｅｌｐｒｏｃｅｓｓ，ｂａｓｅｄ０１１ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｏｆｄｅｖｉｃｅｓｍａｔｃｈｅｄ，ｔｈｅｐｒｉｎｃｉｐｌｅｏｆｔｈｅｌａｙｏｕｔｏｆｗｉｒｉｎｇｔｏｃｏｍｐｌｅｔｅｔｈｅｃｉｒｃｕｉｔｃｈｉｐｌａｙｏｕｔｄｒａｗｉｎｇ，ａｎｄｐａｓｓｅｄｔｈｅｄｅｓｉｇｎｒｕｌｅｃｈｅｃｋｉｎｇ（ＤＲＣ），ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｒｕｌｅｃｈｅｃｋｉｎｇ（ＥＲＣ）ａｎｄｔｈｅｃｉｒｃｕｉｔｄｉａｇｒａｍａｎｄ

ｌａｙｏｕｔｄｒａｗｎｃｏｒｒｅｃｔｎｅｓｓ．

Ｋｅｙｗｏｒｄｓｌａｙｏｕｔｃｏｎｓｉｓｔｅｎｃｙｃｈｅｅｋ（ＬＶＳ），ｖｅｒｉｆｙｔｈｅ

Ｐｏｗｅｒａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ，ｂｉｐｏｌａｒｐｒｏｃｅｓｓ，ｉｎｐｕｔｓｔａｇｅ，ｔｈｅｌａｙｏｕｔ

西北大学学位论文知识产权声明书

本人完全了解学校有关保护知识产权的规定，即：研究生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属于西北大学。学校有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版。本人允许论文被查阅和借阅。学校可以将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。同时，本人保证，毕业后结合学位论文研究课题再撰写的文章一律注明作者单位为西北大学。黧嚣妻霎亍塑≥黝签名垂绍学位论文作者签名：五∥己兰指导教师签名：．１Ｉ￡心确

２００９年６月ｆ’日２００９年石月／７日

西北大学学位论文独创性声明

本人声明：所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，本论文不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得西北大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均己在论文中作了明确的说明并表示谢＝蕾恧。

学位论文作者签名：王１金旌２００９年易月，罗日

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第一章弟一早

１．１音频功率集成电路概况绪论殖化

音频功率放大电路是一种很常用的电子电路，广泛应用于家庭影院、音响系统、立体声唱机、伺服系统、车载娱乐系统、手机、掌上电脑以及工业制造中的电机驱动等电子系统Ⅲ。

六十年代以前，电子管功率放大器一直占据主导地位。高保真的功放主要有Ａ类和ＡＢ类两种，通过变压器与负载耦合，因此体积比较庞大乜～。随着半导体器件的出现和发展，功率放大电路也得到了飞速的发展，根据市场需求，功率放大器逐步向模块化，小型化，集成化的方向发展Ｈ１。晶体管功率放大器出现于六七十年代，由于单芯片集成，功率放大器的元件数、互连数和焊点数减少了，不仅系统的可靠性、稳定性得到提高，而且系统的功耗、体积、重量和成本得到了减小了，但由于当时的功率器件主要为双极型晶体管、ＧＴＯ等，功率器件所需的驱动电流大，驱动和保护电路比较复杂，功率放大器的研究并未取得实质性进展Ｈ１。直至八十年代，具有ＭＯＳ栅控制、高输入阻抗、低驱动功耗、容易保护等特点的新型ＭＯＳ类功率器件的出现，使得驱动电路得以简化，也因此迅速带动了功率放大器的发展，但复杂的系统设计和昂贵的工艺成本限制了功率放大器的应用。进入九十年代后，功率放大器的设计与工艺水平不断提高，性能价格比也随之上升，功率放大器逐步进入了实用阶段砸１。

在半导体器件出现之前，高品质音频功放的类别仅限于Ａ类和ＡＢ类，因为当时只有电子管这样的器件，Ｂ类电子管音频功放产生的失真太严重，即使用于公共广播都难以被人们接受口１。随着半导体器件的出现和电子技术的飞速发展，晶体管音频功放的设计也随之产生，而且设计方法不断增多。为适应各种不同的要求，人们设计出各种不同的音频功率电路，大致可分为以下五种类型：Ａ类，ＡＢ类，Ｂ类，Ｃ类和Ｄ类。前四种属于模拟音频功放，就是将模拟音频信号直接输入，被放大后推动扬声器发声。Ｄ类也称为数字音频放大器。下面逐一介绍五种功放。

Ａ类功放（也称甲类放大）：该类功放的静态工作点一般选在负载线的中点，在输入信号的整个周期内任何元件都不会出现电流截止，功放处于良好的线性工作状态，几乎没有非线性失真，但效率太低。由于不会产生开关失真和交越失真，只要偏置和动态范围值得当，仅从失真的角度来看，Ａ类功放是回放音乐的理想选择嘲。但工作在Ａ类的功率放大器，电源始终不断地输送功率，即使在没有信号输入的情况下，电路器件也通

第一章绪论

有静态电流，并以热量的形式耗散出去。因此Ａ类功率放大器的发热量非常惊人，为了有效处理散热问题，必须增加大型散热器。Ａ类功率放大电路的效率相对较低，在理想情况下最高只能达到５０９６，因此Ａ类功率放大器仅用于小功率的收音机，助听器中，有的也用于高级的Ｈｉ－－Ｆｉ功放乜一１。

Ｂ类功放（也称乙类放大）：该类功放的静态工作点一般选在负载线的零点，当无信号输入时，输出晶体管不导电，所以不消耗功率。当有信号时，每对输出管各放大一半波形，彼此一开一关轮流工作完成一个全波放大。但在两个输出晶体管轮换工作过程中容易发生交越失真，形成非线性的输出信号。在信号非常低时失真相对严重，但该功放在无信号输入时发热量小。Ｂ类功放的效率比较高，平均约为７５％。

ＡＢ类功放（也称甲乙类功放）：其工作电流大小介于甲类与乙类之间，ＡＢ类功放通常有两个偏压，在无信号时也有少量电流流过输出晶体管。它在信号小时工作时处于Ａ类工作模式，获得最佳线性，当信号提升到某一电平时自动转为Ｂ类工作模式以获得较高的效率。ＡＢ类功放在工作的大部分时间内处于Ａ类模式，只在出现音乐瞬态强音时才转为Ｂ类。这种设计可以获得优良的音质并提升效率减少热量，是一种颇为合乎逻辑的设计。

ＡＢ类和Ｂ类推挽放大器较Ａ类具有效率较高、失真较小，功放晶体管功耗较小，散热问题容易解决等优点，是目前音频功率放大器的基本电路形式。此类放大器在高保真家庭影院等对于音质要求相对较高、对效率有一定容忍度的音响系统中占有统治地位。需要说明一点：目前部分家用音频功放生产商家为了减少小信号的失真度，通常给Ｂ类音频功放的功率输出管加入一定的偏置，使其恰好进入线性区，导致Ｂ类功放的静态工作电流和ＡＢ类功放已没有明显的差别，从理论上讲，Ｂ类已经渗透到ＡＢ类领域，在很多情况下没有严格的划分。

Ｃ类放大器是把静态工作点设置在截止点之下，只有当正半周的输入信号足够大时，晶体管才会导通，因此晶体管导通时间小于半个周期，效率更高。但由于失真过大，难用于音频功放，在高频功放中被用作倍频电路，主要用于射频放大，可用于无线电台和电视发射系统瞄√１。

Ｄ类功放（丁类功放）实际上是开关型功放。Ｄ类功率放大器由输入信号处理电路、开关信号形成电路、大功率开关电路（半桥式和全桥式）和低通滤波器（ＬＣ）等四部分组成ｕ－８｜。Ｄ类放大器是利用极高频率的转换开关电路来放大音频信号的，输出管工作在开关２

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状态。当有信号输入时，输出功率管饱和导通，其内阻几乎接近零；没有输入信号时，输出功率管的电流为零，内阻几乎接近无穷大。这样可以使输出功率管的静态功耗大为减少，效率大幅度提高，理想情况下可达１００％。Ｄ类功率放大器的优点是效率最高，比ＡＢ类、Ｂ类要高很多，几乎不产生热量，且供电器小，因此无需大型散热器，机身体积与重量显著减少，理论上失真低、线性佳。但这种功放成本高、技术复杂、响度不及其它模拟功放。所以真正成功的产品甚少，售价也不便宜。主要应用于便携式设备如手机等系统中，可充分发挥其节能的特点，但音质方面目前还不能与模拟音频功放相比。

音响产品的数字化是必然趋势。数字音频功放有很多优点，例如功率大、体积小、效率高、可与数字音源的无缝结合、能有效降低信号间的传递干扰，可以实现高保真等。在数字音源已经大量普及的时代，数字功放将会取代现有的模拟功放圆。

１．２音频放大器要考虑的重要参数

音频功放虽由运放组成，但与普通的集成运放在几个方面有着比较大的区别：音频功放要求有大的输出电流和大输出功率，因此静态功耗也要比运放大；同时，对输出信号的失真度要求较高，一般ＴＨＤ＜１０％可以满足要求。以下介绍音频功放需要特别考虑的重要参数。

１．额定输出功率

额定输出功率是指在规定的总谐波失真条件下，功放在额定负载阻抗上的输出功率。在额定输出电压不变时，降低负载阻抗，放大器不失真地输出功率称为放大器的最大输出功率曲１。晶体管功率放大器的额定输出功率应远远大于实际使用需要的平均输出功率，通常应有卜１０倍的功率储备余量。测试信号为ｌＯＯＨｚ一－２０ｋＨｚ的正弦波，输出功率为正弦波的有效值。

输出功率、输出电压和负载电阻三者之间的关系为：

Ｐｏ＝｝Ｕ

＾工２（１．１）

只一额定输出功率，Ｕ，一负载电阻两端的电压有效值，也一负载电阻

２．频率响应

放大器的声音功率比正常功率低３ｄＢ时所对应的频率点为下限频率．疋和上限频率厶，五与厶之间的频率称为放大器的频率响应西１。通常频率响应需考虑两个指标：增益频率响应和失真频率响应ｎ们。增益频率响应是指功率放大器对各频率分量的放大能３

第一章绪论

力。失真频率响应是指功率带宽，即当功率放大器工作在１／２额定输出功率状态下，各频率成分均小于总谐波失真额定值的频率范围ｎ们。

３．电源纹波抑制比（ＰＳＲＲ）

电源纹波抑制比是描述功率放大器抗电源干扰能力的重要指标。在理想状况下，通常假设电源供应的电压是恒定的，运算放大器输出电压仅取决于提供给运算放大器的差模输入电压和共模输入电压。然而实际中电源供应电压并不是恒定的，电源电压的变化也会影响运算器输出。

ＰＳＲＲ＋：冬ＰＳＲＲ一：垒彳一彳’（１．２）

式（１．２）中如为差模增益，彳＋和彳一分别是从正向和负向的电源到输出的小信号增益，ＰＳＲＲ应该尽量最大化以减小由电源波动给功率放大器输出电压带来的影响。ＰＳＲＲ反映了音频功率放大器对电源波动的要求，ＰＳＲＲ值越大，音频放大器输出音质就越好。４．总谐波失真加噪声（ＴＨＤ十Ｎ）

总谐波失真用来测试每一个从原始信号产生出来的新频率信号，称成为为非线性失真，通常用百分数表示。当有信号源输入时，输出信号中（谐波及其倍频成分）有比输入信号多出的额外谐波成分，一般说来，１０００Ｈｚ频率处的总谐波失真最小，所以通常利用发出１０００Ｈｚ的声音来测试总谐波失真，这个值越小越好，用ＴＨＤ＋Ｎ作为衡量失真度的评价指标，指标中“＋Ｎ一表示在考虑失真度的同时也对噪声进行考虑∞。

ＴＨＤ＋Ｎ＝×１００％（１．３）

式（１．３）中Ｕ为正弦波基波电压有效值，％，Ｕ…。Ｕ为２次、３次、ｎ次谐波电压有效值。

５．增益（４）

对音频功率放大器来说，增益通常是指放大器输出功率和输入功率之间的比值。增益越大说明放大器的效率越高。

要设计出符合电学性能要求的功放，要特别处理好总谐波失真，功耗，噪声三方面的问题，在电路设计中采取适当措施使之得到一定改善。

总谐波失真是衡量失真度的评价标准，要设法降低该值，常见的方法有：

１．施加适量的负反馈；

２．提高电源的功率储备，改善电源的滤波性能。４

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３．选用特征频率高、噪声系数小和线性好的放大器件咱１；

功耗也是影响电路功能及稳定性的重要因素，由功耗引起的热量会使芯片温度升高，影响电路的性能。对于音频功放芯片，如果温度过高，电路的增益和ＴＨＤ等性能会受到影响。若长时间使用或在某些异常情况下，功耗会急剧增大，芯片温度持续升高，会对芯片产生永久性的损坏。为保证芯片正常工作而不被烧毁，目前最有效的方法是在芯片中设计过温保护电路。

在音频功放中最为突出的噪声是“ＰＯＰ一噪声。“ＰＯＰ＂噪声是指音频器件在上电或断电瞬间或上电稳定后各种操作带来的瞬态冲击所产生的爆破声。“ＰＯＰ一噪声通常是一种很窄的尖脉冲，用傅立叶分析展开后，频谱分量很丰富，因此抑制“ＰＯＰ＂噪声就是要尽量降低２０～２０ＫＨｚ内的高次谐波分量嘲。

抑制“ＰＯＰ修噪声通常有以下几种方法：

１．减小输出端的耦合电容；

２．增大Ｖ』ｉａｓ的滤波电容；

３．采用桥式结构（ＢＴＬ）；

４．用恰当的操作来抑制“ＰＯＰ＂噪声嘲。

１．３课题的目的和意义

根据目前音频功放研究的发展状况，新型的数字功放虽然效率高，但很难达到高保真且造价比较高；针对目前社会提倡的节能口号，Ａ类功放的应用受到限制，Ｂ类音频功放的特点更能够满足大多数人的需求，是目前较为流行的音频功放类型，特别是简洁的三级式功放。一直以来，各国的功放设计师不断尝试将Ｂ类功放效率高的优点和Ａ类功放线性好的特点结合在一起，设计出了很多比较优秀的Ｂ类音频功放乜１。

在功率集成电路方面，我国还落后于国外先进设计水平，通过对本课题的研究可以学习和总结音频功放的经典设计，进一步积累我国在这种电路的设计经验。本课题的目标是参照音频功放ＴＤＡｌ５１７的部分模块，进行适当的改进，设计一款立体声Ｂ类双声道，输出功率为２．６Ｗ的音频功放芯片，并实现失真度小，开环增益高，转换速率快的性能指标，并兼有静音待机功能，使芯片的外围电路更简单，便于使用。

一款比较完美的音频功率放大器要尽量达到效率高、非线性失真小、输出功率大。但是这三者之间又相互矛盾，所以音频功放的首要问题就是要实现输出功率、效率和非线性失真之间的折中优化。（１）实现高效率。在获得大输出功率的同时也会产生大的直流电源消耗，所以要解决好

第一章绪论

高效率的问题。

（２）实现小的非线性失真。功率放大电路工作在大信号下，会不可避免地产生非线性失

真。而同时功率管输出功率越大，非线性失真往往就越严重。所以要解决好失真度问题。

（３）解决功率管的散热问题。在功率放大电路工作过程中，有相当大的功率耗散在输出

管上，导致管子的结温升高，温度太高使得管子烧毁，整个系统停止工作。所以要解决好过热保护问题。

（４）解决过流，过压问题。由于输出功率大，尤其出现输出短接或其他状况时，输出功

率管可能会承受大电压，大电流，功率管就会有被烧坏的可能，所以要解决好过压过流的问题。

１．４本论文的主要工作及内容组织

论文依据现在音频功放的发展现状，以ＴＤＡｌ５１７中的模块为参考，分析设计了一款应用于电视机，音响等多媒体的Ｂ类双声道音频功放。重点在于详细分析和设计音频功放中几个重要模块的工作原理，并运用ｃａｄｅｎｃｅ软件进行部分模块及整体电路的仿真，并给出仿真结果，最后介绍了芯片版图绘制的内容和规则，给出了整体版图，并进行了版图规则验证。

本论文共分六章。

第一章是绪论，主要介绍了音频功放的发展及课题意义和音频功放的分类及主要性能指

标。

第二章对整体电路的系统框图进行了说明，主要介绍了内部各模块的主要功能及之间的

相互联系。

第三章详细叙述了系统中各电路模块的分析和仿真情况，将芯片中的输入级，中间级，

输出级，静音待机控制模块，限流，限压，过温保护等几大模块进行了比较详细的分析和说明，并对限流，限压，过温保护电路模块进行了仿真。

第四章对整体电路的各项性能进行了优化和仿真，在理论上达到了题目要求的性能指

标。

第五章是版图设计和绘制。介绍了绘制版图的基本流程，最基本元件的绘制，布局布线

规则等方面的内容，最后给出了芯片的整体版图，并通过了版图规则验证。

第六章对本论文开展的工作做了全面的总结和展望。６

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第二章音频功率放大器内容简介

本论文的人物是以飞利浦公司生产的ＴＤＡｌ５１７为设计参考模型，分析设计一款具有低失真度，高性能的Ｂ类双声道音频功放，主要应用于如彩色电视机，音响等多媒体。该芯片正常工作只需要较简单的外围电路，芯片内部设有限流限压保护电路和过温保护电路，并具有静音待机功能。所设计的电路采用先进的电路结构模块，保证了大功率输出，低失真度，同时具有增益高等优点。

２．１设计指标

其主要性能要达到如下指标：

（１）单电源供电，电压范围为６Ｖ～ｌｇｖ．

（２）每个声道的输出功率在负载为４Ｑ时最大可达６ｗ。

（３）静态电流小，达８０ｍＡ。

（４）电源波纹抑制比最低为５８ｄＢ在．斤＝１００ＨＺ口１０ＫＨＺ。

（５）具有过温保护功能：电路工作时，当温度升高到１５０＂Ｃ以上，过温保护电路将

会关断功率输出级，直至温度下降到安全工作区，以保护输出管在高温下

’

不会受到损坏口１。

（６）低噪声，“ＰＯＰ刀噪声比较小。

（７）具有静音待机功能。

２．２整体电路的系统框图及各模块功能

整个电路主要由三部分构成，其中两部分是两个完全相同的三级式功放，还有一部分是静音待机开关的控制部分。每个三级式功放包括差分输入级，中间级和Ｂ类推挽式输出级，输入级限幅电路，反馈电路，输出级过温保护电路以及限流，过压保护电路，偏置和基准电路；待机静音控制部分主要有比较器，基准电压源和偏置电路等模块。２．２．１功率放大器框图

功率放大器是模拟集成电路的重要组成部分，为适应各种特殊需求，可采用不同的电路结构，但其基本结构在宏观上是相同的。三级式功放的基本结构如下：７

第三章版图设计与验证

图２－１三级功放系统框图

下面简单介绍各部分模块的功能：

差动输入级：差动输入级将双端信号进行一定的放大并转换成单端信号输出给下一级。差分输入级的设计非常重要，是整个电路能否实现大的输入阻抗、低噪声以及低失真度的关键。

限幅电路：限幅电路的功能就是把超过某一幅值的信号削平，电路结构通常用非线性元件构成。该电路对输入级的输入信号进行了必要的保护和限制，保证在输入信号幅值过大的情况下，也不会对整个电路的性能产生影响。

反馈电路：负反馈电路将放大电路输出端的电压或电流信号的一部分或全部，通过某种电路引回到放大电路的输入端以更好的稳定放大倍数，减小非线性失真，改变输入输出电阻ｎ１】。

中间放大级：将差分输入级的输出信号进行进一步的放大，要尽量提高这一级的增益，以启动功率输出级。为保证中间级的线性化，降低失真度，常采用Ｍｉｌｌｅｒ补偿电容构成频率补偿。

偏置电路：偏置电路为各部分电路提供偏置电流或充当有源负载。

输出部分：包括Ｂ类推挽式输出级，过温保护电路，限流、限压保护电路。

Ｂ类互补对称推挽式输出级的主要功能是在可以接受的失真条件下，为负载提供指定的信号功率。为了不使电压增益受相关负载阻抗的影响，设计中要尽量减小输出阻抗。

过温保护电路：由于功率集成电路耗散的功率较大，发热量大，芯片的温度较高，功率管损坏的可能性也较大，所以必须设置过温保护电路。该音频功放中的过温保护电路的热关断点设置在１５００Ｃ左右。当温度高于此临界温度，自动开启保护电路，切断功率通路，保护芯片内部器件Ｈ１。８

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限流限压保护电路：此功率放大器可输出的最大电流是２．５Ａ，而当有２．５Ａ以上的电流长时间流过输出功率管时，尤其是发生短路负载时，输出电流迅速增加，此时启动限流电路，分流部分输出电流，从而减小功率管上的功耗，达到保护芯片的目的。２．２．２静音待机控制框图

该音频功放设置静音待机功能。静音待机控制电路可实现待机、静音、启动三个状态的切换，电路结构框图如下：

图２－２静音待机控制电路框图

功率放大器的待机静音功能主要由删ＴＥ／ＳＴＡＮＤ—ＢＹ端来控制，电路主要由两个比较器构成。通过与两个不同基准电压做比较，触发两个开关Ｋ１，Ｋ２的状态，从而控制输入级的偏置以及整个功放的工作状态。当Ｍ／ＳＢ端输入信号电压低于ＭＵＴＥ参考电压时，电路处于待机状态，Ｋ１打开，内部基准圪没有建立。当Ｍ／ＳＢ端输入信号电压处于ＭＵＴＥ基准电压和ＳＴＡＮＤ－ＢＹ基准电压之间时，Ｋ１闭合，内部的基准Ｌ建立，但低于ＳＴＡＮＤ－ＢＹ基准电压，开关Ｋ２仍处于打开状态，不足以打开输入级的偏置，后级电路不能工作。只有当输入信号电压高于ＳＴＡＮＤ－ＢＹ基准电压时，Ｋ１和Ｋ２都闭合，输入级的偏置电压建立，电路才能启动，整体电路正常工作。

综上所述，整个电路由十几个不同功能的模块组成，在基本三级式功放的基础上加入了保护电路模块，限幅电路，反馈电路，用以提高输入级的稳定性；过热保护电路，限流电路为输出级安全有效的工作提供了有力的保障。静音待机结构模块使该功放应用更广泛，且整个电路所需外围电路简单，使用更方便。９

第三章版图设计与验证

２．３本章小结

本章简要介绍了所设计的整个电路要达到的性能指标，系统结构，各模块的工作原理和功能。１０

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第三章电路模块设计及仿真

本章将详细介绍音频功放中主要模块的晶体管级设计，对部分模块进行仿真。３．１差分输入级的设计

放大器的输入级设计是非常重要的，输入级的性能对整个运放的性能具有决定性的影响ｎ铂。输入级微小的失调和漂移都会在输出级引起大的失真，音频功率放大器对失真度要求是相当严格的，因此对输入级的设计要求就更高了。一般来说设计输入级要解决好以下四个问题：（１）尽量提高放大器的输入电阻；（２）尽量增大输入级的差模电压和共模电压范围；（３）尽量减少输入失调电流及漂移，以提高放大器的共模抑制比；（４）尽量提高输入级的电压放大倍数。

３．１．１传统差分输入级电路的结构与原理

几乎所有的功放都采用差分对管放大电路，差动电路的主要特点是电路结构对称，元件特性及参数对称。这样可以有效地降低直流失调量，而且线性也比较好，失真度小。功放的输入级一般采用ＰＮＰ差动对管，虽然ＮＰＮ管的频率特性比较好，但对音频功放而言，要处理的输入信号频率一般在２０ＨＺ—２０Ｉ（ＨＺ范围内Ｈ１，ＰＮＰ管的频率特性也可以满足这个范围，而且采用ＰＮＰ差分对管，输入级的偏置较容易实现，可以保证高的输入差分电压承受能力；ＰＮＰ差分对管的输入电阻比较大，有利于降低该级电路所产生的噪声，确保后级电路能够获得保真度更高的信号。

图３－１基本差分输入级电路

传统的差动输入级电路图如图３—１所示，Ｑ，ＱＩ构成差分输入对管，墨，Ｒ是差分输入对管发射极负反馈电阻，珐，Ｑ５，玛，心构成的电流反射镜为有源负载。即使输入对

第四章整

管精确匹配，但在高频域仍然会出现大的失真，所以往往在输入级加入电流镜结构作负载，迫使对管珐，Ｑ集电极电流近似相等Ｈ１，这样不仅增加了总的开环增益，也提高了转换速率。墨，心反馈电阻具有电流负反馈的作用，在不减少Ｇ＾，的前提下，降低了输入级的高频失真度，而且还能保证稳定性，转换速率也得到了提高。但是墨，垦是输入级热噪声产生的主要来源，而且还会影响输入级的直流失调Ｈ１。

３．２．２音频功放的差分输入级

对传统的结构做些改动，得到本文所需的音频功放输入级电路，如下图３－２所示。

图３－２功放输入级等效电路

输入级采用两级的ＰＮＰ差分对管，最，与，互。，￡组成共集—共射差分输入级，只，昱是一级差分，与，昂是二级差分。信号由只，昱的基极输入，经电位平移，从最，最的射极输出，加在Ｂ，‰的基极上，进行了差动放大，再由Ｂ，暑。的集电极输出，得到输出信号％。其中与，日。构成差分输入对管，置，马是差分对管发射极负反馈电阻，Ｍ：，Ⅳｌ。构成电流镜为有源负载，厶，厶为Ｅ，最的有源负载。该电路增）ＪｎＴ＂最，Ｂ两个电位平移电路，这样在输入信号和差动对的输入级之间增加了一个‰，即使当差动对的输入级电压接近零，差动对仍然能正常工作，增加了差动输入级能承受的最大差模输入电压范围。厶，厶为忍，最提供偏置，可以提高转换速率，因为如果没有厶，厶，则忍，￡的偏置电流要由与，丑。的基极电流来提供，而基极电流很小，所以必然会增加输入级的反应时间。改进后的电路增大了差模输入范围，且不会降低原有的转换速率。输入级的偏置电路形成一个闭环稳定系统，可以保证差分对的工作电流不随温度变化，减小对输出级的影响。１２

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图３．３音频功放差动输入级详图

晶体管级详图见图３—３，Ｒ：，Ｒ。，Ｅ，，Ｂ，，Ｅ２为差分放大器提供偏置，Ｂ，Ｐ９，Ｅ，Ｐ２，Ｒ：，Ｒ９组成了两级差分放大电路，Ｂ的基极为放大电路的正相输入端，Ｐｏ的基极为反相输入端。输入信号经Ｒ¨输入到正相输入端，经Ｒ１２，Ｒｉｏ输入到反相输入端，经过放大，分别从Ｐ９，Ｐ５的射极输出，再经Ｎ。２，Ｎ。。，Ｎ。．，Ｒ。。组成的电流镜相加，实现双端向单端的转变，由Ｂ点输出。用恒定的电流源做放大器的有源负载，有利于抑制共模信号的干扰。输入级的偏置受到静音和待机功能的双重控制，当有静音或待机信号输入时，静音、待机控制单元会将Ｇ点的电位拉低，以致不能为差动放大提供偏置，整个电路不能输出信号。３．２反馈电路的设计

３．２．１反馈电路基本原理

反馈电路就是将放大器输出信号的部分或全部通过反馈网络引回到放大电路的输入端，并同输入信号一起参与放大器的输入控制作用，使放大器的失真度得到更进一步的改善，并能改变输入、输出电阻归１。１３

第四章整

如上图３—４所示，五是输入信号，．■为反馈信号，局为净输入信号，Ｘｏ为输出信号，Ａ为基本放大器的开环增益，Ｆ为反馈网络的反馈系数。反馈放大器包括两大部分：基本放大器和反馈网络。

各信号之间的关系如下：髟＝五一．■（３．１）

（３．２）４专

，专

令４为闭环增益，则

将以上四式合并得４慨３，４＝妻（３．４）２面Ａｏ（３?５）

当开环增益４足够大时心口１，则（３．５）式简化为４≈７ｌ（３．６）未接入负反馈的放大器，其放大倍数往往会随电路参数的变化和电源波动而变化，为了提高放大电路工作的可靠性，必须设法提高放大电路放大倍数的稳定性。由式（３．６）可知，放大器的闭环增益只决定于反馈系数Ｆ，而一般反馈网络由线性比较稳定的电阻元件组成，所以彳，基本不受开环增益的影响，与非线性元件没有关系。１４

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３．２．２音频功放中的反馈电路

图３－５音频功放负反馈的电路图

论文所采用的负反馈电路如图３—５所示，丑。，只，忍，另构成双级差动放大器，与的基极为放大器的反相输入端，只的基极为放大器的同相输入端，反馈信号由Ｊ点输入经电位平移、差动放大，由Ａ，Ｂ两点输出，与输入级的输出信号叠加，共同组成中间放大器的净输入信号ｎ引副，丑。，互．，日，，马，局。，恐。为放大器提供偏置。

３．３限幅电路的设计

３．３．１限幅电路基本原理

输入信号的波形经限幅电路后，只有其中的一部分传到输出端，其余部分则被限制而消失。在模拟电路中，常用限幅电路来处理信号幅值，以适应电路的不同要求或作为保护措施。限幅电路常采用具有非线性特性的器件来实现，可用二极管组成简单的限幅电路ｎ¨。１５

第四章整

——ＶＶＶ

Ｒ

ＵｌＩＪｒ

ｒＲＥＦＶＤｌ■ｊＺＺ∑ＶＤ：

图Ｈ基本限幅电路原理图

ＪｏＩ唑

Ｕｉ

Ｊ

ｎｈ

１，ｔｈＩ／一ｒ—ｎ伢酊－＼

’＿，’，√、，一、—∥。＼／一’一，ｒｗｔ一ｆ

图３—７限幅电路的输入输出波形图

如图３－６，将两个二极管ｖＤ。，Ｖ＆反向并联在电路的输出端就构成了最基本的双向限幅电路，‰为基准，当Ｕ＞‰＋圪时，ｖＤ。导通，输出电压Ｕｏ＝‰＋％。当Ｕ＜‰一％时，Ｖ＆导通，输出电压Ｕｏ＝‰一％。当‰＋吃＞Ｕ＞‰一圪时，ＶＤ。，Ｖ岛都截止，相当于开路，此时的Ｕｏ＝∽，Ｕｏ和∽的波形一致。由图３—７可以看出，双向限幅电路限制了输入信号的正负幅度，输出电压在‰＋％，‰一％之间，摆幅为２圪。１６

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３．３．２音频功放中的限幅电路

图３－８限幅电路

论文中所设计的限幅电路使功率放大器的输入信号在输入端受到一定的限制，保证即使出现输入信号过大的情况，也不会对整个电路产生影响。图３—８是输入级的限幅电路，Ⅳ之，心，心三个管子以二极管形式串联，形成基准电压‰≈３％＝２．１ｙ，已，Ｂ，，＆构成电流镜为基准做偏置。‰通过电阻曷接放大器的反相端，作为运放的反相端参考电压。输入信号通过电容Ｃｏ、电阻是从正相端输入，Ｆ接运放的同相端。当没有信号输入时，Ｆ点的电位％＝‰，当信号电压‰＞１．４Ｖ时，由于电容两端的电压不能突变，导致％＞３．５Ｖ，此时Ⅳ２，，匕。导通，放大器同相输入端的电位被箝位在３．５ｙ左右；当信号电压‰＜－１．４Ｖ，同理由于电容两端的电压不能突变，％＜Ｏ．７Ｖ，此时Ⅳ２。导通，放大器同相输入端的电位被箝位在Ｏ．７矿左右；而当１．４Ｖ＞‰＞－１．４Ｖ时，Ⅳ２．，心，￡。。都截止，箝位电路不工作，正相输入端的电位随输入信号的波形波动。综上所述，输入信号在±１．４Ｖ范围内变化时，放大器同相端的电位变化范围为２．１ｙ±０．７ｙ，超出±１．４Ｖ输入信号将会失真且无法恢复。

限幅电路仿真图３－９，图３－１０，图３－１ｌ，图３－１２：当输入信号为ｌｙ的正弦波，限幅电路的输出％在３．１Ｖ—１．１ｙ间变化，且没有失真。当输入信号为３ｙ的正弦波，％的波形失真，幅值被限制到Ｏ．７Ｖ－－３．５Ｖ之间，大于３．５ｙ和小于Ｏ．７ｙ的电压被削掉，实现限幅功能。１７

第四章整

Ｖｌ

∞

?１

?＇

Ｕｍｅ‘ｍ８）

图３－９输入信号波形

Ｎｍｅ（ｒｎ的

图３－１０限幅电路输出端信号波形

Ｖｉ

Ｍ

ＮｍｅＯｎ搴）

图３一ｌｌ输入信号波形

ｖ｜

Ｍ

Ｉｂ＇ｎｅ（ｍ帕

图３－１２限幅电路输出端信号波形１８

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３．４中间放大级的设计

３．４．１音频功放的中间放大级电路

中间级也是音频功率放大器的关键部分，因为它既要提供几乎全部的电压增益，还要给出整个功放的输出电压摆幅“１。所以要求中间级要有较高的电压增益，同时为了减少对前级的影响，还应该具有较高的输入电阻。

图３－１３中间级放大电路

上图所示的电路为本论文所采用的结构，Ⅳ６，为射极跟随器，心是电压放大管，厶，厶为电流源，作为放大管的有源负载，最。是保护管，恐。为反馈电阻，Ｃ２

勒补偿电容。Ｍｉｌｌｅｒ弥

Ⅳ６，作为射极跟随器具有输入电阻高、输出电阻低的特点，可以减小后级对输入级的负载效应。Ⅳ６，，心都采用电流镜作负载，可以提高集电极等效输出阻抗，增大开环增益，有利于中间放大级的线性化。

民是保护管，正常工作时是截止的。若输入信号电压过大，则昂导通，心的基极电流因厶的分流而减小，从而保护了心管。引入恐。作反馈电阻可以减小心的温漂效应，稳定心的直流静态工作点，同时还有利于心基极电荷的快速泄放Ｈ１。

Ｇ是弥勒补偿电容。引入负反馈可以改善放大电路性能，反馈深度ｆ１＋与声｜口１越大，１９

第四章整

放大器的性能越好。但是反馈深度过深，在高频和低频情况下，彳Ｆ将产生附加相移，使输入信号和反馈信号间出现相位差，当Ｉ三声ｌ－ｌ及死＋纷＝（２刀＋１）×１８。。，刀＝ｏ，１，２．．．时，负反馈放大电路产生自激振荡。为了使放大器能正常Ｉ作，必须破坏这两个条件ｎ们。假设反馈网络是电阻性的，野＝０，所以系统的相频响应就是基本放大器的相移纯。如下图３—１４所示，当缈：ｑ∞时，纯：一１８０?，而２０ｌｇ阻引＜ＯｄＢ；或者当缈：％时，２０１９ｌ另引：０ｄＢ，Ｉ纯Ｉ＜１８０?。符合这两种情况时，放大电路在闭环状态下不会产生自激振荡，可以稳定的工作。在电路设计中常用相位裕度％＝１８０。＋纯（吨）来判断负反馈放大器能否可靠地工作。在Ｉ程实践中，通常‰≥４５。，按此要求设计的放大电路，不仅可以在预定的工作状态下满足稳定条件，而且当环境温度、电路参数及电源电压等因素发生变化时，也能满足稳定条件，能够正常Ｉ作ｎ钔。

２吨附

图３－１４反馈放大电路环路增益ｌ彳Ｆｌ的频率响应ＩＩ

３．４．２频率补偿

在电阻性反馈网络的情况下，负反馈放大器稳定工作时的环路增益太小不利于改善放大电路的各方面性能，所以采用频率补偿技术来解决。通常在基本放大电路或在反馈网络中增加一些元件以改变反馈放大器的开环增益响应，从而保证电路具有一定的相位裕度，同时也可获得较大的环路增益。

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补偿的思想是：人为地将电路各极点的间距拉开，特别是使主极点和与其相近的极点拉开，从而可以按预定的目标改变相频响应，并有效地增加环路增益。往往通过在基本放大器的内部或外部增加一个补偿极点来实现ｎ即。

基本放大电路的闭环传递函数为４“Ｄ２百＿露了再可４，ｏ军砀（３－’

式中Ａ＜办＜乃，在这三个极点处，放大倍数会分别发爿Ｅ６ｄＢ／十倍频程，１２ｄＢ／十倍频程和２４ｄＢ／十倍频程的衰减，最后衰减到ＯｄＢ，相位角分别接近＿４５。，一１３５。，－２２５。，若在此放大电路的传递函数中增加一个补偿极点弓，则有

引ｐＭｌ（ｐ’磁１＝巧万％４巧，０万呖。舟’

使最为主极点，Ｐｌ点为与其紧相邻的第二个极点，４：（ｐ）将在该点处发生第一次衰减，并且合理地设置使得４：（ｐ）恰好在Ａ点衰减为ＯｄＢ，此时的相位裕度接近４５。，可以清楚地看到频带宽度变窄了。因此可以得到如下结论：增加主极点提高了负反馈放大器的稳定性，但这是以牺牲频带宽度为代价的。

２０ｌｇｌ４Ｕ忉Ｉ／趔

＼＼原始增益曲线＼

＼＼＼．

川嚆Ｖ：、＼．．％＼恼ｌ～’‘１只戗｜‘拓，、

詹‘，国纯＇＇＿Ｉ一～．．～～一—ｊｒ一．９圹一一１８０．一

．２２，一Ｕ’＝、＼＼＼、一一∞…一声．：∑．．∑＼相＆裕度ｚ４５、＼蛏

２ｌ图３－１５引入幅度为ｌｊ，ＤＩ的负实极点前后放大器的幅频和相频特性对比在不减少带宽的前提下，又要提高负反馈放大电路的稳定性，只能依靠在电路中加入电容来实现。加入电容后，原始放大器的主极点Ａ下降，使得４：（ｐ）在下降后的矗开始６ｄＢ／十倍频程衰减，到岛极点衰减为ＯｄＢ，从而实现在不缩减带宽的前提下提高稳定性。

第四章整

２０１９ｌＡｖ（ｊｗ）［／ｄＢ原始增益曲线

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如删意＞

图３—１６降低主极点前后放大器的幅频和相频特性对比

采用上述方法时，必须使用大电容，但在集成电路里太大的电容是不容易实现的。基于弥勒效应，使用小电容就可以实现频率补偿，这就是弥勒补偿。

Ｃｃ

图３—１７两级运放的弥勒补偿

在本文中第一级为差动输入级，呈现高输出阻抗，第二级提供适当的增益，满足电容弥勒补偿乘积所需的条件“１。如图３—１７所示，电容的连接目的是在Ｅ点建立一个大电容，其值为Ｃ０＝（１＋４：）Ｃｃ。加入该电容以后，原来的第一个极点将移到Ｒ。－盯１。【Ｑ＋（１＋４：）ｃｃ】一（Ｘ－ｅｅＱ代表加入Ｑ之前结点Ｅ的电容），从而可以用一个中等的电容值建立一个低频极点，节省了芯片面积。

中间放大级引入Ｃ０，则把Ｃ０等效到中间放大级的输入端：

ｏ＝（１＋４２）Ｃｃ（３．９）

若不接补偿电容ｃ０，则第一极点频率为／，?＝—２ａＸ（Ｒｏ，／／—Ｒ，＝）ｘ．第一极点的频率为∥－＝荔ｉ瓦瓦了ｉｊｌｉ瓦而１‘３－ｌｏ）

ｃＥ（３．１１）

Ｇ口ｃ０，所以∥。口‘。，可见引入弥勒电容以后，第一极点的频率降低，负反馈放大器的稳定性大大提高了。

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３．５输出级的设计

音频功率放大器功率输出级电路主要实现功率驱动。功率放大器的输入级和中间级都工作在小信号状态，它们的主要功能是提供足够高的增益，用以驱动输出级工作。而输出级一般工作在大信号状态，它的任务是以最小的失真向负载提供足够大的功率ｎ羽。在功率放大器中，为了输出较大的信号功率，管子承受的电压比较高且电流比较大，所以要增加热保护，过压过流保护电路，以保证管子正常工作。

输出级工作类别有五种，即Ａ类，ＡＢ类，Ｂ类，Ｃ类和Ｄ类。从效率、大信号失真及其它失真等方面综合考虑，Ｂ类的性能要优于其他类别，因此Ｂ类得到了更为广泛的应用。

采用Ｂ类输出级，将会直接产生交越失真，大信号失真和关断失真。

大信号失真，基本上是由所用放大管的非线性特性大电流摆动引起的，采用负反馈的方法可有效削弱大信号失真。

交越失真，是由输出特性的非共轭性引起的，基本不依赖于频率ｎ钔。

关断失真，是由于高频时输出管未能迅速而彻底地关断造成的，具有非常强的频率依赖性。关断失真实质上是电荷存储、泄放方面的失真问题，如果能够实现以下两个方面的要求，就可以明显减小高频失真。第一，输出级若能使输出器件的Ｂ－Ｅ结反向偏置，则载流子吸出速度最大，可使输出器件迅速截止；第二，驱动级的电阻越小，排除已储存电荷的速度就越快。

本芯片采用输出级的基本结构为Ｂ类准互补输出级。

３．５．１基本的Ｂ类准互补输出级

＋ＶＣＣ

图３－１８基本Ｂ类准互补输出级图３—１８中Ｑ作为共射极驱动级，驱动输出管鲮，ｇ。在静态时，％＝０，巧＝０，Ｑ，Ｑ

第四章整

的基极电流都为０，因而截止，Ｋ所能取得的极值由驱动级决定。在Ｑ３饱和之前Ｋ越正巧就越低，当Ｑ３达到饱和时便达到最大负值，ｇｏ一＝一‰＋‰，一‰：。当Ｋ的值介于（一‰＋‰，）和（一‰：）之间时，Ｑ和Ｑ处于正向放大区，而且由于Ｑ２作为射极跟随器，％将跟随Ｋ的变化而变化：如果Ｋ为负，Ｑ中的电流会减小，Ｋ会增加，使ｇ导通。在９３截止之前，％将跟随Ｋ的变化而变化。Ｑ３截止后，Ｑ会通过墨获得偏置而达到正的最大值。这样在形的整个电压变化范围内，输出管不会同时处于截止区，提高了效率且比较有效地消除了交越失真。

３．５．２复合管Ｂ类准互补输出级

当给负载的输出功率在几百毫瓦的数量级时，可以采用基本的Ｂ类准互补输出级结构，但如果需要几瓦以上的输出功率时，由于输出级中所用的衬底ｐｎｐ管的电流容量小，所以这种电路无法使用。在电路中ｎｐｎ和ｐｎｐ对器件的掺杂要求是矛盾的，即ｎｐｎ器件的发射极、基极、集电极的掺杂水准对ｐｎｐ而言不是最佳的，因此导致上述结果。口１解决晶体管功率处理能力受限问题的方法之一就是用复合管代替单个晶体管，复合管的替代方案如下图３—１９（ａ）和（ｂ）：

２

（ａ）等效ⅣＰⅣ管

Ｃ

（ｂ）等效删Ｐ管

图３－１９复合管的等效图

２４

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二≥志一

１

一Ｖ∞

（Ｂ）采用复合管的Ｂ类互补推挽式输出级（ｂ）等效后的Ｂ类互补推挽式输出级

图３－２０采用复合管的互补对称Ｂ类推挽功率放大器等效图

利用这种复合管组成的互补对称Ｂ类推挽式功率放大器的电路结构如图３—２０（ｂ），这种功率放大器的输出晶体管变成了同类型器件，为选择配对功率管提供了方便ｕ引。

：

３．５．３单电源供电的Ｂ类准互补输出级

本论文所设计的电路是单电源供电的，其结构如图３－２１所示，是图３－２０（ｂ）电路的改进结构。

＋Ｖ∞

图３－２１单电源互补对称Ｂ类推挽功率输出级

采用单电源供电，在输入零信号时，由于两管的特性完全对称，静态电压为０．５％ｎ们。当输入信号在正半周的情况下，Ｑ管导通，输出信号跟随输入信号的变化而变化。但当输入信号在负半周时，ｇ管截止，Ｑ２管的供电电源消失，无法为Ｑ２建立静态工作点，整个电路不能正常工作。所以在输出端和负载之间增加了电容Ｃ，，当信号在正半周时，ｑ经‰＿ｇ＿巴一吃一地进行充电；当信号在负半周时，Ｑ上的电压就会作为Ｑ管的直流电源，保证整个电路在信号的正负半周都能正常工作。

第四章整

ＣＬ

ＲＬ

图３－２２输出级详图

图３－２２所示为本文采用的输出级结构，Ⅳ９５，％构成一个．７＼７：ＰⅣ复合管，Ｐ９０，Ｎ１００构成一个删Ｐ复合管，输出管均由十几个ⅣＰⅣ、删Ｐ管并联而成，可以为负载提供足够的驱动电流，同时还有利于减小大信号失真。Ⅳ８。，Ⅳ舯，也，，昂给输出级提供了一个直流偏置，使得每一个输出管在形＝０时都存在一个很小的静态电流。连成二极管形式的Ⅳ８。，Ⅳ舳，‰由‘。而获得偏置，这样可以从根本上消除交越失真，使得输出对管工作于Ｂ类状态。输出级尸：Ⅳ尸复合管由横向ＰＮＰ型射极跟随器弓，驱动，而与，由共射极Ⅳ８：驱动，％的偏置电流通过电流源厶，获得。

电路的工作过程：输入信号由Ｅ点输入，当信号从静态值向负向增加时，由于Ｍ，反向放大，另，的基极电压上升，Ｋ点电压、％叮都跟随上升，＆截止，此时电流由＂／１６经％，％流向负载＆，向Ｃ充电；当信号从静态值向正向增加，由于Ⅳ８：反向放大，Ｋ点的电压会负向增加，Ｋ点电压、‰都跟随变化，已充电的电容ｑ起着电源作用，从负载心流向岛、ｉｖ，∞。负载电流使‰的ＢＥ结电压有所升高，由于Ⅳ８．，‰，Ｒ，，＆压降为一定值，约为３‰，所以Ⅳ９，，％截止，几乎没有电流通过，因此不消耗静态功率，从而有效地提高了效率。

此外，必须关注输出极值的问题。在理想状态下，希望输出管能够在接近饱和的状态下工作：当输入信号达到负向最大时，Ⅳ９，，％导通至饱和，Ｖｏｕｔ＋＝‰一‰≈‰；

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当输入信号达到正向最大时，Ｐ９０，Ｎ１００导通至饱和，Ｖｏｕｔ一＝‰≈０。但是由于存在驱动级，输出极值要受到影响，‘。由三极管提供。当输入信号负向增加时，‘。为Ⅳ９，，％提供基极电流，当提供‘。的三极管达到饱和时，输出电压达到正向最大，Ｖｏｕｔ＋＝‰＋‰一‰９，一‰１００，最大输出电压受到‘。的限制；当输入信号正向增加时，五，为电流源负载，％饱和时，输出电压达到负向最大，Ｖｏｕｔ’＝‰救一‰，，一‰知。可以看到，由于存在驱动级，输出极值都有所减小，但是增加驱动级可以改善输出级的交越失真，所以在设计中可根据实际需要折中考虑。

３．６过温保护的设计

图３－２３过温保护电路

过温保护电路一般利用二极管、三极管的温度特性作传感器Ｈ’１们。如图３－２３所示，电路的核心是ｎ，Ｎ９６，Ｒ２７，Ｒ２８，利用齐纳二极管的正温度系数和三极管ＢＥ结的负温度系数，将温度的变化转换为电压差，实现温度到电压的转换。其工作原理如下：

电路正常工作时，心，％，Ⅳ７。，Ⅳ３，都是截止的，Ⅳ％提供的电流经马，，Ｒ。到地，氓的‘＝等等，。点电位为圪＝（％一‰）×ｉＲ瓦２ｓ

２７。齐纳二极管％：有正温度系数簪：＋２所ｙ／。ｃ，氓的砸结具有负温度系数是筝＝一１．５坍ｙ／。ｃ，当温度升高△丁时则

有：钳蝇％＝坠≮等型＝型铲铷．㈦

蝇％２丽３．５ＡＴ易＝‰屿＝叱％＝丽３．５ＡＴ（３?１３）

△Ｖｏ＝３．５ＡＴ×虿／（瓦２８（３?１４）第四章整

七¨，七，：叠加，通过，点接‰，Ⅳ９。的基极；七，。，七。，叠加，通过Ｋ点接‰，Ｍ∞的基极。当温度达到设定的热关断温度点时，Ｄ点的电位上升到使心，Ⅳ７：，Ⅳ７。，Ⅳ８，导通，毛¨，七铊增大，七，。，七。，增大，分流了Ⅳ９，，％，岛，Ｍ∞基极的电流以致输出管关断，于是静态电流减少，功耗降低，芯片的温度也随之下降，保护芯片不被烧坏。同时，％也下降，直至心，Ⅳ７：Ⅳ７。，Ⅳ８，都截止，Ⅳ９，，％，‰，Ⅳｌ∞的基极电流开始从零增加，直至达到稳态，芯片开始正常工作。

ｔｅｍｐ（Ｃ）

图３－２４过温保护电路的仿真图

对的Ｖ。电位从－５０℃’２００℃进行扫描，由仿真图可以看到在整个温度变化范围内随这温度线性变化，在－５０℃’１：３０℃范围内，ｖ０低于０．７Ｖ，过温保护电路截止，当温度超过１３０℃后，过温保护电路逐步开启，到１５０℃时，Ｖｏ达到０．８Ｖ，过温保护电路彻底导通，分流输出管的基极电流到输出管关断，于是静态电流减少，功耗降低，芯片的温度也随之降低，ｖｏ也随之降低，到１３０℃以下，ｖ０低于０．７Ｖ，过温保护电路关断，

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输出管正常工作。

３．７限流限压保护电路

图３－２５为本论文中采用的限流限压电路。

图３－２５限漉限压电路

３．７．１限流电路基本原理

音频功放的电源电压由外部的供电电源网络决定，所以难免被干扰而出现电源电压波动，从而导致输出管上电流的波动；当负载阻抗发生变化导致功放过载，特别是输出发生交、直流短路时，使得流过输出管的电流突然增大，所以必须通过电路内部设置特殊模块——限流保护电路，将流过输出管的电流限制到安全范围内。当有电源电压过高、电流过大以及耗散功率过大等类似情况出现时，内部限流保护电路就会启动，降低输出功率管的电流，从而保护输出管不被烧坏口一３Ｈ钔。

限流电路的基本工作原理是通过检测电阻Ｒ解检测功率晶体管的输出电流，当输出电流超过限制电流时，开启限流电路。基本的限流电路分为两种，阻断型保护电路和减流型保护电路ｎ羽，其结构如图３－２６所示。

第四章整

———＋———◆

（ａ）阻断型保护电路（ｂ）减流型保护电路

图３－２６简单限流电路

图３—２６（ａ）为阻断型保护电路。瓦为功率管，五为保护管，＆为检测电阻。在正常工作时，互保持截止。当过载或输出短路时，厶就会迅速增大，检测电阻＆上的压降也会迅速增大，互导通，死管的基极电流被分流，使输出电流被控制在易脚≈挚，从而达到保护瓦的目的。１ｋ

图３－２６（ｂ）为减流型保护电路，当电路出现短路故障时，不仅可以控制厶不超过最大输出电流，还可以降低此时功率管的静态功耗。图中石，正管组成了一个电流检测闭锁开关。正常工作时闭锁开关电路是截止状态；当易＆≥‰：时，互管导通，

＾贸五管也随之导通，同时五管集电极的电流又驱动正的基极，形成正反馈电路，使得互，乙完全导通。此时的输出电流为易：旦些掣，与阻断型电路相比，其输出电流明显减小。

率管的耗散功率。

３．７．２音频功放中的限流电路所以当电路出现过流状况时，该电路不仅可以控制输出电流不超过最大值，还可减少功

本文所采用的限流电路如图３—２５所示，只，，只。，Ⅳ７，，恐。，毛，，民，口以及％，岛，Ⅳ９。，如，心，马，占构成减流型保护电路，这两部分的结构是完全对称的。正半周信号通过只，，只。限流，负半周信号通过只，，岛限流。正常工作时，只，，只。，Ⅳ７，均截止。当流过输出管的电流过大时，取样电阻民＂（见输出级图３－２２）上的压降也增大，使Ⅳ７，导通，只。也随之导通。同时只。管集电极的电流驱动Ⅳ７，的基极，使Ⅳ７，，只。全导通，分流了输入管基极的电流，保护了输出管，且输出电流较小，静态功耗也比较小。当负半周信号通过时，若流过输出管的电流太大，取样电阻马，口的压降会增大到使Ⅳ９．导通，

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＆也随之导通，同时匕的集电极电流驱动Ⅳ９。的基极，使‰，Ⅳ９。全导通，分流了输入管的基极电流，使输出管得到保护。

５．Ｄ

４．Ｄ

一

。《３．０

２．Ｄ

１．ａ

ａ．Ｄ。Ｌ

ｔｌｍｅ‘ｇ）。

图３－２７限流电路的仿真图

图３－２７是对厶进行瞬态分析的结果。当电路突然出现短路或输出电流迅速增加时，过流电路启动，在将近２５０ｕｓ内将输出电流降低并控制到２．５Ａ，从而保护了输出管，达到所设定的性能。

应该注意取样电阻的折中：若取样电阻太小，反应不灵敏；若太大又会产生很大的静态功耗，并使输出幅度减小，而且输出阻抗也会增加，驱动能力变小。所以将输出电阻分成两部分，即图３—２２中的民泖Ｒ，＿，其中心，丑是输出电阻，同时也是采样电阻。这样在不增加输出阻抗的前提下，也解决了采样电阻的问题。

３．７．２限压电路

音频功放的负载大多是动感式扬声器，动感式扬声器会在某一频段内呈现出感性阻抗的特征，当功放迅速改变流入感性阻抗的电流时，感性阻抗会产生大的反向电动势强迫功放输出电压峰值可能会超过电源电压，这样会导致损坏输出晶体管，甚至整个芯片，所以有必要在音频功放内部设置限压保护电路来预防输出管被损坏“?列。

图３—２５中的如，０２，０３，‰，％，Ｂ。，Ｄ４，Ｄ５，“，墨，构成了本文设计的限压电路，限压电路也为上下对称结构，驱动感性负载，若输出端电压高于‰，则Ｄ２，Ｄ３导通，如，砬，马，‰，Ｒ，形成正电荷泄放通路，避免输出管的损坏，若输出电压低于０矿，０４，岛导通，Ｂ。，日，皿，Ⅳ７４，置，形成负电荷泄放通路，避免输出管的损坏。３ｌ

第四章整

３．８功率放大器的待机和静音设计

图３－２８静音待机控制电路

３．８．１静音待机控制电路

静音待机控制电路如图３—２８所示，该部分电路有以下三个工作状态：待机；静音；启动。各个工作状态之间的切换主要由ＭＩＳＳ（删ＴＥ／ＳＴＡＮＤ—ＢＹ）端来控制。

表３－１静音待机功能状态表

Ｍ｜ｓｓ

０～３．３ｙ状态待机

静音

启动３．３ｙ～８．４ｙ８．４Ｖ～１５ｙ

如表３－１所示，当Ｍ／ＳＢ的电压等于３ｙ时，由Ｍ／ＳＢ，如，Ⅳ７ｓ。，Ⅳ４８，如，Ⅳ７７ｌ，Ｒ６８到地构成一个通路，如上的分压使马，导通，之后Ｒ，上的分压使昱。导通，‘（昱。）＝厶（忉，Ｎ会迅速饱和导通。当晶体管处于饱和导通状态，厶对Ｌ的控制作用减弱，此时的％比较小。一般硅管的饱和压降为０．３Ｖ～０．５Ｖ，则匕＝‰一％，所以匕≈‰－０．５Ｖ，为后级电路提供电源和建立略＝专呢≈吉‰。３２

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（１）当ＭＩＳＢ的电压小于３．３ｙ时，ＭＩＳＢ，如，Ⅳ７８ｌ，Ⅳ４３，叱，Ⅳ７７ｌ，氏这条通路没有导

通，￡．、Ⅳ都截止，匕＝０且圪＝Ｏ，此时系统处于待机状态；

（２）当ＭＩＳＢ的电压大于３．３ｙ且小于８．４ｙ时，匕＝‰一ｏ．５ｙ，％≈号‰，如的

％＝‰＋‰（最，）≈２．８Ｖ，罡，的％＝（Ⅳ７，。）＋％酯，在％＜２．１ｙ的情况下，Ｂ，导通，随之Ｍ，导通，Ⅳｌ，，Ⅳｌ。构成电流镜，静音电路开启。图中的Ｇ点接输入级的偏置，由于Ｍ。的导通使Ｇ点电位拉底，无法为输入级提供偏置，系统处于静音状态。

（３）当ＭＩＳＢ的电压大于８．４矿时，昱５的％所得分压大于２．１ｙ，昱５截止，Ⅳｌ，截止，

静音电路关闭，Ｇ点电位抬高，为输入级提供偏置，放大级正常工作，系统处于正常工作状态。

综上所述，由ＭＩＳＢ端口输入三个不同的电压，静音待机电路可进行待机、静音、启动三种功能的切换，从而控制输入级的偏置电路的通断，进而实现整个系统的静音待机功能。

图（ａ）％Ｙ丘Ｍ／ＳＢ输入电压的变化曲线

ＤｖＳｆ～ｕｕｆｌ

￡

名

．．√

２．５．３３Ｖ５．口７．５８４Ｖ１０．Ｏ１２．５１置Ｏ

ｄｃＭ

图（ｂ）％Ｙ匿Ｍ／ＳＢ输入电压的变化曲线

图３－２９静音和待机电路仿真波形３３

第四章整

使Ｍ／ＳＢ的输入电压在Ｏ一１５Ｖ范围内变化，对略和％进行扫描，图３－２９（ａ）为略随Ｍ／ＳＢ输入电压的变化曲线，可以看出，当输入电压在０～３ｙ范围内时，略电位很低，内部基准没有建立，电路处于待机状态；当输入电压升高到３．３１４Ｖ时，攻跳变到６．８Ｖ，内部基准建立，图３—２９（ｂ）为％随Ｍ／ＳＢ输入电压的变化曲线，Ｏ～３Ｖ内部基准没有建立，％几乎接近零点位，３．３Ｖ～８．４ｙ范围内时，ｒｏ的电位稍有提高，静音电路开启，输入级的偏置电路关闭。当输入电压升高到８．４ｙ时，ｖＧ的电位突然跳高到４．５ｙ，静音电路关闭，输入级偏置打开，整体电路开启，正常工作。

声音质量是用户接１：３的重要因素之一。音频放大器的作用是对输入信号放大，同时抑制噪声。在放大器中，一个主要噪声源是电源线路本身。ＳＶＲＲ是用来描述输出信号受电源影响程度的量，ＳＶＲＲ越大，输出信号受到电源的影响就越小。在电路设计中，通常通过ＳＶＲＲ端口切入来分析放大器放大输入信号、抑制电源线引入噪声的性能。本电路中ＳＶＲＲ检测端接％，因为略、圪分别是后级基准电路的总电压和比较器电路的参考电压，对电压源的噪声要求较高，所以在此检测ＳＶＲＲ。

３．８．２缓冲电路及噪声抑制电路

图３—２８还包括了缓冲级电路和抑制“ＰＯＰ”噪声电路，由Ⅳ５：，Ⅳ５。，Ⅳ４，最，，Ⅳ４：Ｃ４构成，厶，厶，五。，五。，‘：，五，，ｋ是为各部分电路提供偏置的。

（１）缓冲级电路的主要部分是由Ⅳ５：，Ⅳ５。，Ⅳ４，组成的差动跟随电路，输出信号由Ｈ点输入，坎为反馈电路的基准电压ｎ刁。缓冲级起了阻抗变换的作用，它具有大的输入阻抗，小的输出阻抗，从而消除了Ｋ的产生电路与反馈电路的相互影响。当ＭＵＴＥ端输入电压大于３ｙ时，基准电压建立，圪≈‰一０．５ｙ，经心３，尼。两个相同阻值的电阻分压，得到参考电压珞≈专‰，

（２）抑制“ＰＯＰ＂噪声电路由图３—２８中的Ｅ３，Ⅳ４２和ｑ组成。该电路在系统正常工作时是截止的，当整个电路上电和断电时启动。当系统开始供电，‰建立，其余电路都正常工作，参考电压也建立。但由于Ｃ４的存在，充电过程中当巳的％＜％时，匕导通，开启静音电路，无输出功率，从而抑制了上电时的搿ＰＯＰ＂噪声。断电时，又组成了放电回路。当系统断电时，ｃ４要进行放电，吃，Ⅳ４２导通，迅速泄放掉Ｃ４中的电荷，使参考电压迅速恢复初始零状态，防止再次上电时的噪声ｎ２１。

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３．９基准电流源电路

３．９．１基准电流源的基本原理

在模拟集成电路中，广泛地使用镜像电流源作有源负载和恒流偏置。在偏置电路中，使用镜像电流源能使电路在温度和电源电压变化时保持良好的稳定性。镜像电流源在截止区所提供的偏置电流要比一般的电阻更精确，尤其在所需的电流非常小的时候。当电阻放大器使用镜像电流源作为有源负载时，电流的高增量电阻使得在低压时也可获得很大的电压增益ｎ耵。

最基本的电流镜如下：

图３—３０基本电流镜

在理想状态下‰２＝‰。，忽略ｐｎ结的漏电流，则

ＶＢ９２＂－％Ｉｎ每８２％＝讪每８１ＪＪ．（３－１５）

其中Ｂ。和Ｂ２是晶体管的饱和电流，由式（３．１５）可得

乇２＝等七ｌ

』Ｓ２（３．１６）

（３．１７）如果晶体管是相同的，则有‘：＝‘。，得到易凹＝七：＝Ｉｃ。≈ｋ

在理想情况下，若晶体管Ｑ２，Ｑ１的发射极面积成比例，那么输出电流就是输入电流的倍数，所以根据需要，合理设置镜像晶体管的发射极比就可以得到合适的电流。但在实际中所获得的镜像电流与发射极面积比有偏差。

３．９．２微电流镜与自偏置结构

论文中的基准源由以下两种方式产生：微电流镜和自偏置结构图３－３１为微电流源：

第四章整

Ｖｃｃ

图３—３ｌ微电流源

Ｑｌ，Ｑ２工作在不同的基极一发射极电压下，‰．≠‰２得ｌｏｕＴ－－蛩（１＋屏）

ＩｏＵｒ２（３．１８）（３．１９）（３．２０）

（３．２１）％小毕

Ｉｏｗ＝屹Ｖ－Ｖｚ－ＴＩｃ２≈ＩＥ２（３．２２）ｌＩｌ易ＩＩ叮Ｎ

如果已知了ｋ、足，就可以求得乇叮。

图３－３２以‰为基准的电流源图３－３３带有自启动的自偏置

从图３－３２可以看出，在忽略Ｑ基极电流的情况下，１００Ｔ＝Ｖ屹ｓＥ＿＿＿＿ＬＩ＝笔ｌｎ苦。马上的电压为Ｑ的Ｂ－Ｅ结电压，ｋ受Ｂ－Ｅ结电压的影响，通常该电压变化很小，所以ｋ的

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稳定性相对比较好。但是当电源电压有波动时，因为ｇ的集电极电流要受到影响，所以ｋ也会随之变化。可以得到如下结论：偏置电路的输出电流由电压源端的一个电阻上取出，易旧与电源不是绝对无关的?

图３—３３所示的自偏置电路结构，可以大大改善ｋ同电压源的不相关性。参考电流是由电流源本身的输出电流直接决定的，这种电路结构形成反馈回路，ｋ，易叮两个变量之间的关系由普通电流源和镜像电流源共同控制，流入电路的电流比电阻偏置更不受电源电压的影响。由Ｑ，奶，墨得乇四＝警＝毫１１１筹，同时幺，Ｑ５构成电流镜，迫使易ｗ＝ｋ，电路的工作点必须同时满足这两点。在这种结构中，偏置电流除了受到晶体管有限的输出电阻的影响外，与电源电压无关，具有非常好的稳定性。

在实际中，这种形式的电路通常不能脱离零状态即ｋ＝ｋ＝０，如果没有启动电路，整个电路将无法工作，没有电流输出。

图３—３３中的ｑ，砬，Ｄ３，Ｄ４，岛，Ｂ组成自启动电路，保证在整个电路中总有电流流入晶体管，当易盱＝ｋ＝０，ｑ左端的电压是四倍的二极管电压，那么Ｄｌ右端电压至少有三个二极管电压，Ｒ中必然有电流流过，零状态被打破，电路启动并进入期望的稳定状态。由于是足够大，Ｒ上的压降比较大，使得ａ右端的电位高于四个二极管的压降，日截止，启动电路脱离主体电路。

３．９．３音频功放中的基准电流源

下图３－３３就是所设计电路中用到的电流镜电路，产生的镜像电流源为其他电路提供大量偏置和负载。３７

第四章整

图３—３４基准源电路

图３－３４电路结构是恒流基准源的产生电路，这些基准源为输入级以外所有其他模块提供偏置，正常工作时，电流通过Ｂ，，心在Ｄ５上形成反向ＰⅣ结电压，为Ⅳ５，提供基极偏置电压，保证了只。，心，‰组成的电流源镜像电路可以提供ｋ。毛，岛，‰，忍。，忍：组成一组电流镜，分别为中间电压放大级和输出级提供稳定有源负载，只。，只：，只。，％，只，组成一组微电流镜，通过调节Ｒ，，且，，坞：，坞，的阻值比值来控制输出电流的大小，为静音待机电路部分提供恒定电流源，Ⅳ２。，Ⅳ５。，Ⅳ５。，Ⅳ４，，Ⅳ３。组成一组电流镜，通过调节各管子发射极的面积比例而改变各个电流值。这种结构除了受到晶体管有限的输出电阻的影响外，偏置电流与电源电压无关。

３．１０本章小结

本章由浅入深地介绍了输入级，中间级，输出级，反馈电路，限幅电路，过温保护电路，限流限压保护电路等十一个模块的工作原理，并对其中的限幅电路，过温保护电路，限流限压保护电路以及静音待机模块电路进行了仿真，各项性能都达到预定指标。３８

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第四章整体电路性能仿真与分析

本章主要介绍整体电路的系统仿真，包括开环频率特性，闭环频率特性，电源波纹抑制比，静态总电流，静态功耗，共模抑制比等性能指标的仿真。

４．１仿真参数

参考国内模拟集成电路的生产状况，采用华润晶芯双极集成电路的工艺参数提取双极工艺模型参数，运用Ｃａｄｅｎｃｅ仿真工具对整体电路进行仿真。

．ＭＯＤＥＬＰＮＰＰＮＰ＋ＩＳ＝７．１ｅ一１６＋ｖＡＦ＝１８５．９９＋ＮＥ＝３．２６＋ＶＡＲ＝１５＋ＮＣ＝Ｉ．４９７７＋ＲＢＭ＝１０＋ＸＴＢ＝Ｏ．２８９４

＋ＣＪＥ＝７．４７Ｅ一１４

＋ＴＦ＝２．ＯｌＥ－８＋ＩＴＦ＝Ｏ．０３３７

＋ＭＪＣ＝Ｏ．３４１５

＋ＣＪＳ＝Ｏ．０

＋ＴＲ＝Ｏ．０

＋ＡＦ＝Ｉ．０＋ＣＣＳＰ＝Ｏ＋ＢＥＸＶ＝Ｉ．９

＋ＣＴＳ＝Ｏ＋ＴＢＦＩ＝Ｏ

＋ＢＦ＝３２８．７＋ＩＫＦ＝４．２６Ｅ一５＋ＢＲ＝Ｏ．６１＋ＩＫＲ＝３．０５Ｅ－４＋ＲＢ＝２０２．５＋ＲＥ＝５７．３２９８＋ＸＴＩ＝Ｉ．００１２

＋ＶＪＥ＝０．２１４

＋ＸＴＦ＝Ｉ．０３３５

＋ＣＪＣ＝２．２１Ｅ一１３

＋ｘｃＪｃ＝ｏ．５

＋ＶＪＳ＝Ｏ．７５＋ＰＴＦ＝Ｏ．０

＋ＣＢＣＰ＝Ｏ

＋ＴＲＥＦ＝２７

州：ＴＣ－－Ｏ

＋ＧＡＰＩ＝Ｏ．０００７０２

＋ＴＢＦ２＝Ｏ

＋ＮＦ＝Ｉ．０１５３＋ＩＳＥ＝Ｉ．０８Ｅ－１４＋ＮＲ＝Ｏ．９９５６＋ＩＳＣ＝Ｉ．０３Ｅ－１７＋ＩＲＢ＝Ｏ．１３８３＋ＲＣ＝２６．４２２１＋ＥＧ＝Ｉ．１５９２

＋ＭＪＥ＝Ｏ．０９４５＋ＶＴＦ＝８．５７２＋ｖＪＣ＝Ｏ．４７８３

＋ＦＣ＝Ｏ．３５９５

＋ＭＪＳ＝Ｏ．５

＋ＫＦ＝Ｏ．０

＋ＣＢＥＰ＝Ｏ

＋ＢＥＸ＝２．４２

州Ｃ１’Ｅ＝Ｏ

＋ＧＡＰ２＝１１０８

＋ＴＩＫＦＩ＝－Ｏ．００２

第四章整体电路性能仿真与分析

．ＭＯＤＥＬＮＰＮＮＰＮ＋ＩＳ＝３．３４ｅ一１７＋ＶＡＦ＝１９５．５＋ＮＥ＝Ｉ．２５３９＋ＶＡＲ＝１５＋ＮＣ＝Ｉ．４９７９＋ＲＢＭ＝５＋ＸＴＢ＝Ｏ．９６９５

＋ＢＦ＝１７４．６４＋ＩＫＦ＝２．６５Ｅ一３＋ＢＲ＝Ｏ．０９＋ＩＫＲ＝Ｉ．５＋ＲＢ＝Ｉ５．０２２＋ＲＥ＝８．１５３２＋ＸＴＩ＝Ｉ．００３７

＋ＮＦ＝Ｉ．００１９＋ＩＳＥ＝９．５５Ｅ－１８＋ＮＲ＝Ｉ．０３９＋ＩＳＣ＝１．０２Ｅ－１７＋ＩＲＢ＝８．４８Ｅ－３＋ＲＣ＝５１．９４３＋ＥＧ＝Ｉ．２４４２

＋ＣＪＥ＝Ｉ．４９Ｅ一１４

＋ＴＦ＝３．７２Ｅ—１０＋ＩＴＦ＝７．３Ｅ一４

＋ＶＪＥ＝Ｏ．６７６３

＋ＸＴＦ＝Ｉ１．４８４

＋ＭＪＥ＝Ｏ．３０９６

＋ＶＴＦ＝７．３６７９

＋ＣＪＣ＝Ｉ．１４Ｅ一１４＋ＸＣＪＣ＝Ｏ．５＋ｖＪｓ＝ｏ．７５

＋ＰＴＦ＝Ｏ．０＋ＣＢＣＰ＝Ｏ＋Ｔｒｅｆ＝２７．０

＋ＶＪＣ＝Ｏ．３５３３

＋ＦＣ＝Ｏ．０５５５

＋ＭＪＣ＝Ｏ．２０３４

＋ＣＪＳ＝Ｏ．０

＋ＴＲ＝Ｏ．０州ＩＦ＝１．０＋ＣＣＳＰ＝Ｏ

＋ＭＪＳ＝Ｏ．５

＋ＫＦ＝Ｏ．０＋ＣＢＥＰ＝Ｏ

．ＭＯＤＥＬＺＥＮＯＲＩＤ＋ＩＳ＝Ｉ．８Ｅ－５＋ＢＶ＝５．０＋ＩＫＲ＝ＩＥＩＯ

（ＬＥＶＥｌ＝３

ＲＳ＝８．１１２Ｅ－１１ＩＢＶ＝Ｏ．００６０５

Ｎ＝１．２５７９ＩＫ＝ＩＥ２０ＡＲＥＡ＝ＩＰＢ＝Ｏ．８５ＰＨＰ＝Ｏ．８５ＥＧｅｇ＝１．２０５４ＴＲＳ＝２．７０１Ｅ－４ＣＴＰ－－９．４４Ｅ－４

ＪＳＷ＝３．５６Ｅ一１１ＣＪ＝Ｏ．００２３６１２ＣＪＳＷ＝２．０８８Ｅ一９

ＴＬＥＶ＝Ｉ

ＴＣＶ＝－Ｉ．１５Ｅ－３ＣＴＡ＝Ｉ．９５３Ｅ－３ＴＰＨＰ＝２．５４Ｅ－３

＋ＰＪ＝１＋ＭＪ＝Ｏ．３１４＋ＭＪＳＷ＝Ｏ．２０８

＋ＸＴＩ＝３．０７９４＋ＴＬＥＶＣ＝７＋ＰＢ＝２．５４Ｅ一３

ＴＲＥＦ＝２５７）

４．２系统仿真电路图

整体电路工作在单电源供电的条件下，工作频率范围为２０／－／Ｚ～２０ＫＨＺ。图４—１

为系统仿真电路图。

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图４＿１系统仿真电路图

４．３仿真结果

４．３．１开环增益与闭环增益

仿真电路如图４－２所示，音频功放输出端接负载为４Ｑ的电阻，电源电压］５Ｖ的条件下，做交流小信号分析，

４１

第四章整体电路性能仿真与分析

Ｖｃｃ

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图４．２开环频率特性仿真电路

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ｆｒｅｑ（Ｈｚ）

图４．３音频功放开环幅频特性和相频特性曲线

仿真结果如图４—３，得到电压增益的幅频特性和相频特性曲线，开环增益４＝８０ｄＢ，相位裕度％＝１８０。＋（一１１７。）＝６３。，一３抛带宽为５００Ｈｚ，单位增益带宽３０膨阮。４２

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图４－４音频功放的闭环幅频和相频特性曲线

由图４－４可以看出，闭环增益为２０ｄＢ，相位裕度％＝５７。，可以保证闭环工作的稳定性，一３ｄＢ带宽为１６０ＫＨｚ，单位增益带宽为２ＭＨｚ。

４．３．２电源波纹抑制比（ＰＳＲＲ）

在实际应用中，音频功放的供电电源一般是由外部电路将交流电转换为直流电而获得的，难免会含有噪声、波动等多余信号，会对输出信号产生影响，所以音频功放的抗噪声能力非常重要。通常用ＰＳＲＲ来反映电源波动对输出信号影响。

仿真电路如图４－５所示，在电源信号端加一个正弦波信号，输入端接地，空载。

图４－５音频功放Ｐｓ腿的仿真电路

对正弦波信号频率从１Ｈｚ口ＩＯＯＭＨｚ进行扫描，测量２０ｄＢ值，结果如图４—６所示。４３

第四章整体电路性能仿真与分析

图¨音频功放Ｐｓ肽的仿真曲线图

从图４－６中可以看出，整体电路的ＰＳＲＲ最高可达１０６ｄＢ，在ｆ＝５０ＫＨｚ时，ＰＳＲＲ为６０ｄＢ。可见在应用的频率范围内，整体电路的ＰＳＲＲ是比较高的，输出信号受‰波动的影响比较小。

４．３．３静态功耗分析

音频功率放大器为单电源供电，电源电压典型值取１４．４Ｖ，最大为１８Ｖ。仿真电路如图４－７所示：

图４－７音频功放的功耗仿真电路

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图４－８音频功放总静态电流的仿真曲线

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对总电流进行电源电压在０口１８Ｖ范围内的ＤＣ扫描，结果如图４－８所示。静态功耗可以通过计算得出，见表４—１。

表４－１各电源电压下总静态功耗

Ｐ（总静态功耗）Ｉ（总电流）％（总电压）

Ｏ．６矽

１．１６形

１．４７形７９ｍＡ８．４ｙ８０．４ｍＡ１４．４ｇ８１．５刀４１８矿

４．３．４共模抑制比

仿真电路如图４－９所示

图４啕音频功放共模抑制比仿真电路

在１Ｈｚ口１ＭＨｚ频率范围内进行扫描，测量２０ｄＢ值，结果见图４－１０。

图４－１０音频功放共模抑制比幅频特性曲线

可以看出，整体电路的共模抑制比最高可达８４ｄＢ，当ｆ＝２０ＫＨｚ时，共模抑制比４５

第四章整体电路性能仿真与分析

为６０ｄＢ。可见在应用的频率范围内，整个电路的共模抑制比都很高，其共模特性比较好。

４．３．５输出电压摆幅

ＶＣＣ

图４＿１１输出电压摆幅仿真电路

…＼

图４－１２输出电压摆幅仿真波形

当电源电压为１５Ｖ时，由图４－１２可以看出音频功放的输出电压摆幅为Ｏ．５ｙ～１４．５ｙ。４．３．６输出功率

论文中所设计的电路能够驱动４ｆ２的负载，在不失真的条件下提供５Ｗ的功率输出，最大可达到６Ｗ，但失真度会增大。使输出功率达到５Ｗ，观察不同频率的输入波形和相应的输出波形。使输出功率达到６Ｗ，再观察不同频率的输入波形和相应的输出波形。

（Ｉ）．输出功率为５Ｗ的情况

在满足‰＝１４．４Ｖ，也＝４ｆ２，Ｔ＝５０。Ｃ，易ｗ＝５Ｗ的条件下，输入信号分别为５０／－／Ｚ，２０Ｋ／－／Ｚ的正弦波信号，其相应的输出波形如图４—１３所示。

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帅㈣

（ａ）ｆ＝５０Ｈｚ时的输入输出波形图

伽１●（ｕ．）

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一盯增（ｕ帕

（ｂ），＝２０ＫＨｚ时的输入输出波形图

图４－１３输出功率为５Ｗ时，不同频率下的输入、输出电压波形４７

第四章整体电路性能仿真与分析

从图４—１３可以看出，‰的幅值为０．６４Ｖ，％时的幅值为６．４Ｖ，当负载为４ｆ２时，尼盱＝兰爰＝五６．４百２＝５形，且波形不失真。当环境温度为５０＂Ｃ，１００。Ｃ时输入相同的输入信号，对电路进行仿真，得到的输出波形与图４－１３中的输出波形一样，失真度很低。

对上面两组波形进行总谐波失真仿真，ＴＨＤ的值如表４－２所示。

表４＿２不同频率下输出总谐波失真值

ｆ（Ｈｚ）

ＴＨＤ（％）ｆ＝５０ＨｚＯ．０８ｆ＝２０ＫＨｚ０．１５

从表４－２可以看出，在负载为４Ｑ，输出功率为５Ｗ时，总谐波失真较小。

（２）．输出功率为６ｗ的情况

１

１

＇

￡

Ｙｏｕｒ

图４－１４输出功率为６Ｗ时的输入输出波形

＋在满足‰＝１４．４Ｖ，吃＝４Ｑ，丁＝５０。Ｃ，弓沂＝６Ｗ，ｆ＝５０Ｈｚ的条件下，输入信号‰的幅值为ｏ．６９矿，‰＝６．９ｙ，当负载为４Ｑ时，‰＝兰亲＝?关三＝６形，从图４－１４看到，输出波形有失真，总谐波失真大约为４．８％，在音频功放设计参数的允许范围内，可以满足条件。

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４．４本章小结

从以上对整体电路的仿真分析结果可以看出，系统在８．４Ｖ～１８Ｖ的电源电压下，静态功耗小于１Ｗ。能够驱动４ｆ２的电阻，负载电流最大可达２．５Ａ，在不失真的情况下，可输出５Ｗ的功率，当输出６Ｗ的功率时，输出波形会发生失真，谐波失真为４．８％，但也在允许的范围内。功放所要达到的放大倍数，ＰＳＲＲ，共模抑制比等参数均基本达到设定值。说明，本文设计的电路基本符合要求，具有良好的性能。

表４－３整体电路的性能参数表

参数名称仿真结果

输出功率易

闭环增益ＧＩ

ＰＳＲＲ５形（彻＝１．５％）６Ｗ（册＝４．８％）２０‘坦６０ｄＢ（最小值）

１０６ｄＢ（最大值）

共模抑制比６０ｄＢ（最小值）

８４ｄＢ（最大值）

静态功耗＜ＩＷ（‰＝８．４Ｖ～１８Ｖ）

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第五章版图设计与验证

５．１简介

过去５０年内，半导体工艺迅速发展。２０世纪６０年代中期，出现了由晶体管阵列，运算放大器和基准电压组成的第一批模拟集成电路，这些产品所用的标准双极管工艺到现在仍然在使用。集成双极管逻辑电路速度快，但是功耗很高。７０年代早期ＭＯＳ逻辑取代了双极晶体管逻辑，并建立起微处理器和动态存储器的广大市场。当时的模拟ＣＭＯＳ电路被吹捧为极大地降低了运算所需的电流，但性能不够好，因此标准双极型管一直是高性能模拟集成电路工艺的一种选择。到了８０年代中期，很快发展起来新一代双极ＣＭＯＳ（ＢｉＣＭＯＳ）工艺可以在一个芯片上集成数字电路和模拟电路。尽管这种工艺复杂且花费昂贵，但其性能却是其它工艺无法达到的。标准双极工艺、ＣＭＯＳ工艺和模拟ＢｉＣＭＯＳ这三种工艺占据了整个模拟集成电路设计领域。吼１

版图设计是集成电路最后阶段的工作。在整个集成电路设计中有着重要的地位，它直接影响芯片最终的性能和功能。特别是对于模拟集成电路的版图设计，比数字集成电路的版图设计要求更高陋’２４１，要严格根据厂家提供的工艺规则要求进行器件图形的设计及布局布线，否则可能会造成短路或断路，对芯片的性能产生明显的影响。在完成版图设计以后，需要对其进行物理验证或版图验证，以确保版图满足制造工艺要求和系统的设计规范。通过验证后的版图可送去制作掩模板进行流片。

要成功完成版图设计工作必须要熟悉下面几方面的内容：结构设计、器件物理、电路关键参数、测试方法及电路原理等。

双极型集成电路版图的设计步骤嘲：

１．分析电路工作原理，根据模拟结果确定各元件的静态工作电流；

２．确定基本设计条件，包括采用的工艺、工艺设计参数和版图设计规则；

３．划分隔离区；

４．进行各元器件的图形设计。集成电路中各元器件的图形和尺寸，取决于它在集成电路中的作用以及参数的要求，所以所设计的尺寸要符合版图设计规则；

５．布局，就是把元器件按照电路以及连线的要求，安排在适当的位置上；６．布线，即按照电路的连接关系以及连线的要求，把元器件连接成电路的复合版图。

第五章版图设计与验证

５．２基本器件版图

５．２．１ＮＰＮ管版图

１．基本ＮＰＮ管版图

本论文使用的ＮＰＮ管为最普通的结构，在Ｐ型衬底上扩散高掺杂的Ⅳ＋型隐埋层，然后生长Ｎ型外延层，在外延层上扩散Ｐ型基区、Ⅳ＋型发射区，集电区位于掩埋层上的Ｎ型外延层上，这样可以形成较宽的集电极一基极耗尽层又不会使耗尽层过多侵入中性的基区。乜１?翻

图５－１基本ＮＰＮ管的版图

２．功率ＮＰＮ晶体管的版图

用于线性模式应用的晶体管，长时间工作在正向放大区。线性晶体管必须能够承受大的集电极一发射极电压，同时导通大的集电极电流，这样的晶体管为了加强散热必须占据足够的面积。

叉指状发射极晶体管是最早的功率晶体管，之所以沿用至今是因为它拥有双极型晶体管任何其他类型版图都无法达到的高速乜¨。

采用相对较窄的发射极叉指来减小集电区电阻。这种结构的基极电阻很小，使之比其他结构更适合工作在较高的频率下。不足的是窄发射极非常容易出现发射极电流集边。发射极去偏置使得导通集中在每个叉指的出口端，而热梯度使得导通聚集在晶体管的中部，限流电阻可以确保每个叉指导通相同的电流，但无法防止指内去偏置。而且即使加有限流电阻的叉指状发射极晶体管在大电流密度下也会产生热点乜Ｌ加。

如果每个发射极叉指被划分成大量的独立限流部分，那么叉指各处接触相同的电流。尽管一般很难以这种方式将各发射极叉指分段，但是把窄接触孔放在宽发射极叉指内却可以起到同样的效果。这就是宽发射区接触孔晶体管，如图５－２所示。对于这种结构，在小电流的情况下，基极电阻相对来说并不重要，而电流沿发射极叉指宽度均匀分布。当电流较大时，埋层基区的去偏置引起导通，且电流向外朝着发射极叉指边缘的方５２

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向流动。电流必须经过更大的发射极电阻，形成的发射极压降抵消了向着发射极边缘流动的电流。这种类型的发射极限流沿发射极叉指长度方向分布，因此能够保护器件所有部分不会产生发射极区偏置和形成热点。通常在采用双层金属工艺的版图中经常使用梳状或格子状的排布以改善基极金属连线去偏置。宽发射区窄接触孔结构相当稳定ｎ２?刎。

图弛叉指状功率删管

５．２．２ＰＮＰ管版图

１．横向ＰＮＰ晶体管

横向ＰＮＰ的集电极和发射极区都是在Ｎ型外延层上扩散形成的，基区就是管子所在的外延层，其制作工艺与ＮＰＮ管制作工艺完全兼容，在进行ＮＰＮ管基区扩散的同时形成了删，尸管的发射区和集电区嘲脚１。横向尸ⅣＰ晶体管有两个寄生脚伊，这是造成横向尸：脚管电流增益低的主要原因，因为只有从发射极侧面注入的空穴才对横向ＰＮＰ管的电流增益有贡献，而由发射区底面注入的空穴只对纵向寄生删Ｐ管的电流放大倍数有贡献。可从版图和工艺上采取措施减小寄生ＰＮＰ管的影响：

（１）．在图形设计上减少发射区面积与周长之比，尽量增加发射区的侧面积，减少底面积。这样可以使得从发射极侧面注入的载流子对横向ＰＮＰ管的增益更有效。目前比较合理的措施是将发射极的图形做成圆形，同时用集电区包围发射区，以使集电极尽可能多地收集到从发射区侧向注入的空穴。如图５－３所示。

第五章版图设计与验证

（２）．增加埋层。这样可以使纵向寄生删Ｐ管的基区宽度增加，而且埋层减少了寄生删Ｐ管的基区电阻，使其注入效率降低，这些因素都可以使寄生删，尸管的电流放大倍数下降。

２．并联ＰＮＰ管

推挽式输出级通常要求功率管有大电流，且有较高的增益，一个很好的解决办法就图５－３基本ＰＮＰ管版图是将多个同样尺寸的横向刷Ｐ管并联使用，这样既可以保持原来单个横向用归管较小的面积周长比，又可因为从整体上增加了发射区的周长，而能承受较大的电流，使ＰＮＰ管的电流特性得到改善阮瑚３。其版图如图５－４。

图Ｈ并联Ｐ肝臂的版图

３．分裂集电极横向ＰⅣ尸管

单个横向ＰＮＰ管可分为几个较小的晶体管，它们共用发射区和基区，本论文中用到的版图为如图５－５所示的形式。该晶体管有两个集电区部分，各占发射区一半的边界，由于发射区沿各个方向均匀发射载流子，每个晶体管的有效发射区大小约等于普通横向尸胛管发射区的一半，这种分裂集电极晶体管经常用于制作电流镜乜¨。一个简单的ｌ：１电

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流镜可以通过使用具有各占一半集电区的分裂集电极晶体管实现，这样做可节省很大的面积，但是不如两个独立的紧挨在一起的横向ＰＮＰ管的匹配度高。若对电路的电流精度要求不是很高，牺牲匹配度换取节约面积还是值得的。

图确分裂集电极肿管的版图

５．２．３合并器件版图

１．在标准双极工艺版图中，占用面积大的是隔离扩散。很多电路中都有由隔离岛连接到同一电位的组件，如果把这些器件放在同一个隔离岛中可以节省大量面积。图５－６是３支并排放置的最小尺寸ＮＰＮ晶体管的版图，图５－７为同样的３支晶体管合并到同一隔离岛中的版图。如果这三个器件共用基极，可以把三个发射区合并到同一基区内，这样可以节省更多的空间。

图５－６独立器件版图

图５＿７三个ＮＰＮ的合并版图

２．在双极电路中常会用到达林顿管，包含一支ⅣＰⅣ功率晶体管和一支较小的预驱动ⅣＰⅣ管，二者共用一个集电极，每个晶体管还有一个相连的基极关断电阻。在双极工艺版图中，可以将这四个组件放在一个隔离岛中，这种合并可节省很大的面积，而且可以通过一层金属完成互连。

第五章版图设计与验证

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图５－８复合管版图

５．２．４电阻版图

电阻是模拟集成电路中常见的无源器件，集成电阻通常由扩散或者淀积层形成，双极工艺中常用的电阻是扩散电阻，扩散电阻是将杂质扩散进半导体中形成的薄层电阻。扩散电阻有两种，一种是扩散基区形成的电阻，方块阻值为２００Ｑ，另一种是扩散发射区所形成的电阻，方块阻值为１０Ｑ。依据实际电路对电阻的要求，一般大电阻（几百Ｑ至几千Ｑ）用基区扩散电阻，小电阻（几十Ｑ）用发射区扩散电阻。另外，还有一种夹层电阻可用于形成大阻值精度小的电阻，方块阻值一般为５ＫＱ到１０ＫＱｎ钉。

大多数电阻的阻值可通过简单的计算得到，计算方法如下：以厚度一定的薄膜作为

，

模型，电阻的公式为：Ｒ＝Ｂ（昙），其中Ｒｓ为方块电阻，是电阻率和厚度的合成单位，尽管可以很容易地计算均匀掺杂薄膜的方块电阻，但是很多集成电阻却是由非均匀扩散形成的，没有简单的公式能够计算。所以在实际中，扩散层的方块电阻通常由经验测量获得，而阻值可以结合公式和经验得到。

本论文的电阻采用的是基区扩散电阻。

５．２．５电容版图

常使用的集成电容器有反偏ＰＮ结电容和ＭＯＳ电容器。

反偏ＰＮ结电容的制作工艺完全和ＮＰＮ管工艺兼容，但其电容值做不大，常见的有两种，即平行板电容器和梳状电容。两种各有优缺点，平行板电容器能使结面积最大，而梳状电容使结的周长最大，本电路版图中采用的是平行板电容器，如下图５－９所示：

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图蚋电容版图

５．３器件的匹配原则

模拟电路设计中很重要的一条是元件匹配，所谓的元件匹配是指：电路设计中器件参数要匹配，在版图设计上器件的参数也要匹配。版图上的器件很难保证绝对的一致性，但是在设计多个相关器件时，应尽可能的达到电路结构和版图布局的一致性和器件参数的一致性，尽力实现器件的比例匹配和性能匹配，精确的元件匹配能提高电路的性能，提高设计的成品率乜１’捌。

５．３．１双极型晶体管匹配

模拟电路中一些特殊功能模块要求匹配双极型晶体管。电流镜和电流传送器均采用匹配晶体管来复制电流；放大器和比较器中输入级的差分对管采用匹配晶体管；基准源采用匹配晶体管提供参考电压和电流等等。所有这些应用都依据集电极电流和发射结电压精确匹配的原理，这种匹配有时源自相同尺寸的晶体管，而有时源自不同尺寸的晶体管。

（１）ⅣＰⅣ集电极电流与发射区面积近似成正比。大多数双极电路采用简单的整数比例，但是仅限于小比例。当比值较大，由于面积的约束及大尺寸器件对温度的敏感度，以上方法就不再可行。

（２）尽量使用同样的发射极区形状，发射区直径应该是最小允许直径的２～１０倍，处于这个范围下限的发射区面积对于精度要求不高的电路是满足要求的。但是功率器件的存在要求使用更小的发射区使得结构更加紧凑以减小热梯度的影响。

（３）增大发射区的面积周长比。对于给定的发射区面积，最大的面积周长比可产生最好的匹配，例如采用圆形发射区就是基于这样的考虑。

第五章版图设计与验证

（４）将匹配晶体管尽可能靠近放置。双极型晶体管对热梯度非常敏感，对于精度要求高的匹配器件使用共质心版图技术从而减小晶体管间的距离。

（５）考虑采用发射区简并。

（６）匹配器件应远离功率器件。在精度要求不太高的情况下，匹配器件与主要功率器件的距离应该至少为２５０ｕｍ，并且不与任何功耗超过５０ｒｏＷ的功率器件相邻。如果是精确匹配器件应尽可能远离任何功率器件。

本论文中的ＰⅣ，尸基本都是横向用旧，采用发射区简并，用于改善横向ＰＮＰ电流镜的匹配。

５．３．２电阻、电容的匹配

版图中的电阻、电容可由单位电阻电容串并联形成。例如，以ｌｋＱ阻值的电阻作为单位电阻，５００Ｑ可以用两个单位电阻并联，２ｋＱ则可以用两个单位电阻串联，以此类推，这样可以提高电阻电容的精度。除此之外还有一些重要的原则可供使用口ｈ矧：

（１）匹配电阻应具有相同的宽度。

（２）版图中所设计的电阻值要足够大，因为小电阻往往是失配的主要来源。如果两

匹配电阻的阻值相差很大，可以考虑小电阻用多个大电阻并联实现。

（３）匹配的电阻尽量使用相同的电阻图形，且尽量沿同一个方向摆放。

（４）匹配电容应采用相同的图形。不同尺寸和形状的电容匹配性很差，所以匹配电

容应采用相同的图形。精确匹配电容应该采用正方形，电容的周长面积比越小，获得的匹配精度就越高。正方形在所有矩形中具有最小的周长面积比，因此正方形的电容匹配性最好。

（５）匹配电容大小要适当，电容的随机失配与电容面积的平方根成反比，但是有一

个最佳电容尺寸，若超过这个值，梯度效应会使变化加剧。

５．４双极工艺版图设计的原则

５．４．１隔离区划分原则

本论文的电路版图工艺是双极型工艺，各个器件之间必须进行电隔离。在版图设计之前，首先要划分隔离岛。

隔离岛的划分原则：若ＶＰＮＰ的基极电位与ＮＰＮ的集电极电位相同，也可以将这两种器件置于同一隔离岛内；若几个ＮＰＮ管的集电极电位相同，这几个ＮＰＮ管可以放在一个隔离岛内；基极电位相同的ＶＰＮＰ管可以放在同一个隔离岛内；电阻的位置比较灵活，５８

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可根据情况具体安排，各基区扩散电阻原则上也可以共岛ｎ幻；各个压焊点要有单独的隔离岛，这样可以防止压焊点之间短路，因为每个压焊点的氧化层可能存在缺陷，容易造成铝层与下边的外延层相通，有单独的隔离岛就不会出现这种情况嘲阱１。

５．４．２布局原则

从减小寄生效应的影响，节约芯片面积，提高成品率等几个方面考虑，布局要遵循以下原则：布局中要力求元件排列紧凑：要求对称的图形要十分一致，且位置靠近：要求对称的电阻，应平行排列，以减小工艺、制版工艺引入的误差：压焊块均匀地排列在版图四周㈨。

除此之外，还要考虑热分布对器件的影响，输入对管应尽可能远离输出级的驱动管和功率管，这样可以减小“热源＂对输入管的影响。

５．５整体版图的布局布线

本论文设计的音频功放包含两个完全相同的三级式功放和静音待机控制部分。在版图的布局时，采用对称设计结构，根据版图设计的基本规则和原则，结合功率放大器的特点进行布局布线。

对音频功放整体进行布局布线依据以下的要求和原则：

（１）元件要尽量紧凑整齐，这样可以减小寄生效应，节约芯片面积，

（２）几何对称设计，根据电路结构的特点，两个完全一致的运算放大器分布在芯片的

两侧，布局完全相同，其余部分分布在中间。功率管输出功率大，占用了大量的版图面积。对于要求对称的器件，应注意根据不同的匹配精度要求，进行合理的匹配，以减小光刻，制版工艺引起的误差。

（３）为了减小大电流输出对焊盘的引力，采用两个焊盘，保证器件正常工作。

（４）采用双层金属布线，第一层为器件连接，第二层为信号连线。信号地与电源地分

别在上下两层：输入信号线采用最小尺寸，降低信号线输入电容；信号线远离电源线与地线。依据对称设计布线的原则，可以减少连线的寄生参数对电路性能的影响，最终实现电路的最佳性能。整体电路系统版图的布局结果如图５－１０所示。

第五章版图设计与验证

图５—１０整体电路系统版图布局图

５．６版图寄生参数分析

几乎所有集成电路都存在整个电路正常工作所不需要的电学元器件，如反偏隔离结、不同扩散区和淀积层间的电阻和电容，这些器件会对电路正常工作产生不利的影响，这就是寄生效应。

不可忽视的寄生效应通常有以下几种【１２朋】：

１－衬底去偏置：当流过衬底的电流产生的电压降达到十分之几伏时，衬底的去偏置就不能忽视，足够的去偏置会引起一个或多个隔离结正偏，并向电路注入少子。这种影响轻则引起噪声和串扰，重则彻底破坏电路的正常工作。一般采用重掺杂衬底，或带有轻掺杂隔离区的轻掺杂衬底，或介质隔离衬底的方法来阻止失效的产生。

２．少子注入：结隔离往往依靠反偏结来阻止不希望的电流流动。耗尽区建立的电场可以抑制多子流动，但是增强了少子漂移。如果所有隔离结都反偏，就会向隔离区注入少子。在一些情况下，少子注入会引起电路的闩锁。一旦电路闩锁效应，集成电路会额外的传导大量的电流，以至于过热而自损，对于这种效应引起的失效，一般通过增大寄生横向晶体管中基区的宽度，增大器件的间距，增大掺杂浓度，来去除不希望的少子注入。

３．衬底效应：介质隔离工艺的衬底是通过夹在其与表面硅之间的埋层氧化物实现二者的电绝缘，但是，施加在衬底上的偏压会影响表面硅中制作的器件。衬底、埋层氧化物和表面硅构成的夹层结构构成了一个ＭＯＳ晶体管，衬底构成该晶体管的栅极，埋层氧化物构成其介质，表面硅构成其背栅。衬底和表面硅之间的电位差为表面硅底部提供了

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耗尽或者增强的电场。这种效应称为衬底效应。由衬底效应引起的参数变化可以通过建立可靠的衬底连线来消除ｎ２’矧。

５．７版图验证

版图绘制完成后就要进行版图验证，通用验证有设计规则检查（ＤＲＣ）、电学规则检查（ＥＲＣ）以及电路图与版图一致性检查（ＬＶＳ）。这几项检查工作为电路版图设计的正确性提供了可靠的依据。

首先要进行设计规则检查（ＤＲＣ）。本文根据华润晶芯１．６ｕｒｎ提供的ＤＲＣ规则文件来验证所绘制的版图是否满足厂家规定的几何尺寸及设计规则。符合设计规则的版图并不能保证符合理论电路结构，还必须要做版图电路图比较，ＨｐＬＶＳ（ＬａｙｏｕｔＶｅｒｓｕｓ

Ｓｃｈｅｍａｔｉｃ）。根据华润晶芯提供的ＬＶＳ规则文件和画好的电路图来提取版图并与绘制好的版图相比较，进行验证。若所绘制版图上的元器件、器件的设计参数、器件的连接关系与电路图匹配，表明版图的连接及版图中各管子的生成是正确的；若版图和电路图不匹配，输出文件会显示相关信息，再根据这些信息修改版图，直至版图与电路图完全匹配为止。

电气规则检查，即ＥＲＣ（ＥｌｅｃｔｒｉｃａｌＲｕｌｅＣｈｅｃｋ），该项验证用于检查电连接上是否有错误，由于只要ＬＶＳ和后仿真（见５．８节）能通过，ＥＲＣ一般不会出现问题，所以此项验证通常是不用做的。

５．８后仿真

在前期的电路设计中，无法考虑寄生参数的大小，所以绘制的版图元件参数总会与设计值有差异，在版图绘制完成后，通过版图参数提取获得了寄生参数，通过ＬＰＥ（ＬａｙｏｕｔＰａｒａｍｅｔｅｒＥｘｔｒａｃｔ）对包含所有寄生元件的网表进行仿真，这就是后仿真验证。我们对多组不同模型、温度、电压组合进行仿真，直至所有情况下所有的指标都合乎实际要求。５．９版图设计结果

通过版图验证的最终的整体系统版图如图５．１１所示：６ｌ

第ｉ章版图设计与验证

２

４

图５－１１整体系统版图

圉５一ｌｌ中１，９对应两个ｊ级式功放的反相输入端，４，６对应两个输出端，７对应电源电压，５对应电源地线，２对应信号地线，８对应ＳＶＲＲ，３对应Ｍ／ＳＢ，其中４，５，６．７都为般焊盘。

５１０本童小结

本章主要介绍了版图绘制方面的内容，比较详细的介绍了标准职极工艺中常用的几种晶体管单元，及电阻、电容的绘制规则，布局布线的特点，应该关注的寄生参数和相应的解决措施，完成版图绘制后要进行版图验证以确保版图和电路原理的一致，壤终实现设定的电学性能指标。

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总结与展望

本论文的主要任务是以飞利浦公司生产的ＴＤＡｌ５１７芯片为参考，分析、设计了一款

‘

Ｂ类双声道，输出功率为２ｘ６Ｗ的音频功率放大器。

论文内容主要包含了十几个电路模块的设计、模块详细的理论分析及对整体电路的Ｃａｄｅｎｃｅ仿真验证，仿真结果表明达到了设计指标的要求。并在ｃａｄｅｎｃｅ下的ＶｉｒｔｕｏｓｏＬａｙｏｕｔＥｄｉｔｏｒ绘制出了整个电路的版图，通过版图验证，确保了版图与电路原理图一致。

论文详细总结如下：

（１）整个系统电路达到所指定的电学性能指标，

整体电路性能参数表

参数名称仿真结果

输出功率尼５形（刀仍＝１．５％）

６Ｗ（彻＝４．８％）

闭环增益瓯

ＰＳＲＲ２０ｄ８６０ｄＢ（最小值）

１０６ｄＢ（最大值）

共模抑制比６０ｄＢ（最小值）

８４ｄＢ（最大值）

静态功耗＜ＩＷ（Ｖｃｃ＝８．４Ｖ一１８Ｖ）

（２）输入级的结构很新颖，采用双级差分对管，在信号输入的第一步就过滤了部分噪

声，而且较大地提高了灵敏度。并在输入级设有限幅电路，超过０．７Ｖ－－３．５ｙ范围的输入信号被限制，对整个电路有一定的保护作用。

（３）系统电路内设有过温保护电路，当系统温度升高Ｎ１５０。Ｃ，过温保护电路就会启动，

保护系统不被烧坏。同时还设有限流，限压电路，当输出电流超过２．５Ａ，限流电路启动，保护输出管。

（４）系统电路中加入了静音待机功能，外围电路少，使用更方便。（５）输出功率管采用叉指状发射极功率管，一方面考虑了电流密度和流向，另一方面

总结与展望

可以节省芯片面积。

本论文只完成了电路模块的分析、设计、部分基本电学参数的仿真验证，以及版图的绘制。还有一些电学性能没有得到验证，所设计的电路结构还有待于进一步改进和优化。限于作者水平，对于一些疑点难点没有更进一步的探讨和分析，还需要今后的工作中努力学习探讨。

由于时间和条件的限制，整个系统电路还没有流片。

电路在在上电或断电，以及退出待机或静音模式时仍有较大的噪声，有待进一步改进。可以通过增加外围电路来弥补这个不足。

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致谢

感谢我的导师张志勇教授在我攻读硕士学位的过程中给予我的指导和帮助，在张老师的悉心指导和严格要求下，我比较顺利地完成了课题研究和论文的撰写。在三年研究生学习期间，张老师向我传授的不仅是扎实的专业知识，还教会了我很多做人的道理。在这三年当中，无论在科研水平还是做人方面我都得到了进一步提高，这些都和导师的悉心教诲分不开的。张老师一直坚持在学术研究上给予学生最大的自主权的教学原则，积极鼓励学生广泛阅读国内外相关书籍，相关资料，并在现有的成果的基础上多思考，多创新，多提出自己的思想。张老师渊博的学术知识，敏锐的学术思想，深厚的理论功底，严谨的治学态度，兢兢业业的工作作风，虚怀若谷的高尚品德，这些将是我终身受益的宝贵财富，学生会永远铭记于心，并以此作为以后工作学习的榜样，在此我谨向恩师张志勇老师致以崇高的敬意和衷心的感谢。

由衷地感谢赵武老师在各方面给予的帮助和支持，感谢同学李中伟，詹科，折字，蒋敏在学习中和生活中给我的帮助和关心，良好的实验室氛围有助于大家更好的学习，大家共同探讨，交流，不断开拓视野，使我的有了很大的提高。感谢马云飞，巨艇，惠斌等我的师弟们给与我有力的支持，他们的不断进步督促我要更加努力。

最后感激我的父母及男友，他们长期以来对我生活和学习上的关心是我不断进取的强大精神支柱。衷心地感谢在百忙之中评阅论文和参加答辩的各位专家、教授！

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西北大学硕士学位论文研究成果

硕士期间发表的论文《一种无电阻带隙基准》

发表于西北大学王伶伶张志勇２００９年１２月《西北大学学报》